GELE5340 Circuits ITGÉ (VLSI) Chapitre 3: Le MOSFET

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1 GELE5340 Circuits ITGÉ (VLSI) Chapitre 3: Le MOSFET

2 Contenu du chapitre Fonctionnement du MOSFET On verra comment le MOSFET fonctionne, et comment l utiliser dans des circuits simples. Fonctionnement dynamique On verra comment calculer les résistances et capacitances parasites des MOSFET. On verra comment ces parasites affectent la performance du MOSFET. GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 2

3 Modélisation Pour utiliser les transistors dans des circuits, on se sert de modèles. Il n est pas nécessaire de tenir compte de tous les effets physiques de chaque composante. L important est de comprendre le comportement. Les modèles peuvent avoir différents niveaux de complexité (et donc de précision). GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 3

4 Modèles Le transistor est l élément de base utilisé pour construire des circuits complexes, tels que des portes (AND, OR, etc), des circuits arithmétiques (additionneurs, etc) et des mémoires. La performance de ces circuits est affectée par les éléments parasites du transistor, soit les résistances parasites et capacitances parasites. Il est donc important de savoir d où proviennent ces éléments parasites et comment les calculer. GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 4

5 Diode La diode est rarement utilisée en circuits intégrés numériques. Cependant, c est l élément le plus simple, et donc il constitue un bon point de départ. La diode est surtout importante à cause de la capacitance variable qu elle peut produire. La vitesse de commutation dépend de ces capacitances. GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 5

6 Diode B Al A SiO 2 p n Vue de coupe d une jonction pn pour un procédé CMOS A p n Al A B Représentation uni-dimensionnelle B Symbole d une diode La diode est principalement un élément parasite dans les circuits intégrés. GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 6

7 Diode À l interface entre la zone p et la zone n, une couche d appauvrissement se crée. diffusion des trous diffusion des électrons p n + migration des trous migration d électrons Il existe donc un potentiel interne 0 entre la zone n et la zone p. GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 7

8 Potentiel interne Le potentiel interne est définit par l équation suivante: où N 0 T ln N A 2 ni N A = concentration des accepteurs N D = concentration des donateurs n i = concentration d un échantillon pur T = tension thermique T D kt 26mV à 300K q GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 8

9 Courant dans la diode I D (ma) I D (A) T V/décade de courant V D (V) V D (V) a) Échelle linéaire b) Échelle logarithmique I D V D T I S e 1 GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 9

10 Courant de saturation I s est le courant de saturation de la diode Proportionnel à l aire de la diode Fonction du dopage et de la largeur des zones neutres. On le détermine habituellement de façon empirique. Typiquement, pour des jonctions en silicium, I s est de l ordre de A/μm 2. GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 10

11 Diode: capacitance La diode possède une capacitance non linéaire, qui est fonction du niveau de polarisation. En effet, les zones p et n agissent comme les plaques d un condensateur, et la zone d appauvrissement agit comme le diélectrique. diélectrique p n + Cependant, la grandeur de la zone dépend de la polarisation, ce qui crée une capacitance variable. GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 11

12 Diode: jonction pn variable 2.4 x Rappel: C A d Donc, si d varie en fonction de la tension, C varie selon la tension Largeur de la zone appauvrie en fonction de la tension GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 12

13 Diode: capacitance Jonction abrupte m = 0.5 Capacitance quand la tension est 0. C j (ff) 1 C j C D j0 1V 0 m 0.5 Jonction linéaire m = V D (V) Exemple: capacitance non linéaire d une diode. GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 13

14 Effets secondaires La température a un effet important sur le fonctionnement de la diode. La tension T varie linéairement avec la température. Si T augmente, le courant diminue. I S varie aussi en fonction de la température. Théoriquement, I S double à tous les 5 C; pratiquement, à tous les 8 C. GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 14

15 Effets secondaires L impact de la variation de température est significatif. Le courant (et donc la consommation de puissance) peut augmenter de façon significative. Les diodes sont utilisées pour isoler des parties de circuit; l isolation diminue si la température augmente (à cause des courants de fuite). GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 15

16 Le MOSFET

17 Le MOSFET Qu est-ce qu un transistor? Dans sa description la plus simple, un MOSFET est un interrupteur. Un interrupteur Un transistor MOS V GS V T V GS S R on D GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 17

18 MOSFET Polysilicium Aluminum Oxyde de grille grille n+ n+ SiO 2 Type p source/drain SiO 2 Vue en 3D d un NMOS GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 18

19 Le MOSFET: types et symboles D D G NMOS Enrichissement S D S NMOS Appauvrissement D G G B S PMOS Enrichissement au substrat GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 19 S NMOS avec contact

20 MOSFET: Exemple de topologie Exemple de topologie d un NMOS, dans L-Edit. GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 20

21 Tension seuil: concept S - V GS + G D n+ n+ canal n Zone appauvrie Substrat p B Transistor NMOS, vue de coupe GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 21

22 Tension seuil La tension seuil est la tension à laquelle la région entre les deux zones n du NMOS change de p à n. La tension seuil, V T, dépend de: L épaisseur de l oxyde sous la grille Tension de Fermi La charge des impuretés La densité des ions implantés, Etc. GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 22

23 Tension seuil Quand V GS = 0, les deux jonctions pn du NMOS (source substrat et drain substrat) sont à 0V et sont bloquées. On applique alors un V GS plus grand que 0V. La grille et le substrat forment alors un condensateur, avec l oxyde servant de diélectrique. Les charges positives s accumulent à la grille, et les charges négatives s accumulent à la frontière oxyde substrat. GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 23

24 Tension seuil Les trous sont repoussés de cette zone; une région appauvrie se crée dessous l oxyde de grille. Au fur et à mesure que V GS augmente, les électrons se ramassent de plus en plus sous la grille. À un moment donné, lorsqu il y a assez d électrons d accumulés, la zone sous l oxyde change de p - à n. Cette zone crée un canal qui permet aux électrons de circuler de la source vers le drain. On appelle ce phénomène l inversion forte; ça se produit à une tension égale à 2 fois le potentiel de Fermi. GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 24

25 Tension seuil Une fois le canal créé, il suffit d appliquer une tension V DS (entre le drain et la source) pour obtenir un courant I DS. La tension seuil est fonction de plusieurs paramètres. V T Q B0 VFB 2F Cox Q C I ox Implantation Charge sous la grille GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 25

26 Tension seuil F T ln N n i A Potentiel de Fermi ( -0.3V pour du silicium) N A est le dopage du substrat n i est la concentration intrinsèque du semiconducteur Q B0 2qN A 2 Si F Charge équivalente sous la grille (en présence d un canal) QI qn I Charge implantée sous la grille (ions p+) V FB Tension créée à cause des différents matériaux. GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 26

27 Tension seuil La tension seuil varie, cependant, en fonction de la tension entre la source et le substrat (V SB ). Si la tension source substrat est différente de 0, on utilise l équation suivante pour calculer V T : V T V T 0 2F VSB 2 où est le coefficient de l effet du substrat, et V T0 est la tension seuil quand V SB = 0. F GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 27

28 Effet du substrat V T (V) q C Si ox N A V (V) BS On voit ici comment le substrat peut avoir un impact sur la tension seuil. GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 28

29 Opération en zone résistive (linéaire) On a maintenant V GS > V T, et on applique une tension V DS faible. La différence de potentiel entre le drain et la source va créer un courant I D (qui va du drain vers la source). I D k ' n W L 2 V DS V V V GS T DS 2 k ' n n t ox ox GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 29

30 Définition des dimensions Grille en polysilicone Source n + x d x d W Drain n + t ox L d Vue de dessus Oxyde de grille n + L n + Vue de coupe GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 30

31 Opération en zone résistive (linéaire) S V GS G V DS D I D n+ - + V(x) n+ L x Substrat p Le MOSFET sous polarisation GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 31 B

32 Le transistor en saturation À un moment donné, si on continue d augmenter la tension V DS, le courant ne varie plus linéairement. La tension V(x) n est plus constante le long du canal. Lorsque V GS V(x) < V T, le canal disparaît. On appelle ce phénomène le pinch-off. GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 32

33 Le transistor en saturation S V GS G V DS > V GS V T D I D n+ - + V GS - V T n+ L Substrat p x Pinch-off B GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 33

34 Le transistor en saturation On voit sur la figure précédente qu il n y a pas de canal du côté du drain. Pour que ceci se produise, il faut que V GS V DS V T. On dit alors que le transistor est en saturation. La différence de potentiel dans le canal (du point de pinch-off à la source) demeure constant à V GS V T, et donc le courant demeure constant. I D k 2 ' n W L V V 2 GS T GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 34

35 I D (A) Relation tension courant -4 x 10 6 V GS = 2.5 V 5 4 Résistif Saturation V GS = 2.0 V 3 2 V DS = V GS - V T V GS = 1.5 V Relation quadratique 1 V GS = 1.0 V V DS (V) Courbe typique d un NMOS GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 35

36 Modulation de la longueur de canal En saturation, il y a une faible dépendance de I D sur V DS. En augmentant V DS, la zone appauvrie au drain s élargit, ce qui réduit la longueur effective du canal: le courant augmente. On modélise cet effet en ajoutant un terme à l équation du courant: I D ' D I 1 où λ est un paramètre empirique, la modulation de la longueur de canal (channel-length modulation). V DS GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 36

37 Équations du transistor On résume le comportement du transistor avec les équations suivantes: Zone 1: V GS < V T (zone blocage) I D 0 Zone 2: V DS V GS V T (zone linéaire) I D k ' n W L V DS V 2 GS VT VDS 2 où k ' n C n ox n t ox ox Zone 3: V DS V GS V T (zone saturation) I D k 2 W L ' n GS T 1 2 V V V DS GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 37

38 Équations du transistor Les équations précédentes représentent un modèle de premier ordre du comportement d un MOSFET. Elles sont valides pour des transistors dont la longueur dépasse quelques microns. Cependant, on verra plus loin qu elles ne sont pas valides pour des très petits transistors, de moins de 1μm. GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 38

39 Modèle simple On peut donc établir un modèle simple pour analyse manuelle des circuits. V DS V GS V T G I D D I D k ' n W L V DS V 2 GS VT VDS 2 V DS V GS V T S où I V D T k 2 W L ' n GS T 1 V 2 V V V T 0 2 F VSB DS 2 F GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 39

40 Transconductance La transconductance du processus est le paramètre k n. Elle représente le gain de tension à l entrée au courant à la sortie (drain). C est une valeur qui ne peut pas être modifiée par l ingénieur. La transconductance du FET est différente pour chaque transistor. k n n k ' n W L GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 40

41 Saturation de vitesse Le comportement des transistors à canal court ( L < 1μm) varie considérablement par rapport à ceux à canal long. La vitesse des électrons est proportionnelle au champ électrique, mais à une valeur critique, la vitesse n augmente plus même si le champ électrique augmente. On appelle ceci la saturation de vitesse. GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 41

42 u n ( m / s ) Saturation de vitesse u sat = 10 5 Vitesse constante Mobilité constante (pente = µ) x c = 1.5 x (V/µm) GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 42

43 Saturation de vitesse La vitesse de saturation typique pour les électrons et trous est 10 5 m/s. Pour des électrons, le champ critique où la saturation a lieu est de 1 à 5V/m. Ex: pour un canal de longueur 0.25m, il ne faut qu environ 1V entre la source et le drain pour atteindre la saturation. On peut donc définir une tension de saturation V DSAT pour chaque transistor. GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 43

44 Saturation de vitesse I D Dispositif à canal long V GS = V DD Dispositif à canal court Saturation de vitesse V DSAT V GS - V T V DS GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 44

45 I D (A) I D (A) Caractéristique I D vs V DS 6 x 10-4 V GS = 2.5 V x 10 V GS = 2.5 V 5 4 Résistif Saturation V GS = 2.0 V V GS = 2.0 V 3 2 V DS = V GS - V T V GS = 1.5 V 1 V GS = 1.5 V 1 V GS = 1.0 V 0.5 V GS = 1.0 V V DS (V) Canal long V DS (V) Canal court GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 45

46 Saturation de vitesse: V DSAT La tension où la saturation de vitesse est atteinte est fonction de la longueur du canal (de la grille). On peut approximer en disant: V DSAT Lx c où x c est le champ critique où a lieu la saturation. La valeur moyenne du champ critique est 2.5V/μm. Ex: pour un FET où L = 0.25μm, V DSAT = 0.63V. GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 46

47 Modèle du transistor Pour bien modéliser les transistors de petites dimensions, il faut tenir compte de la saturation de vitesse. Il faudra donc modifier le modèle simple présenté plus haut. Ce nouveau modèle, qu on appelle le modèle unifié, servira dans tous nos calculs. GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 47

48 Modèle unifié Zone 1: V GS < V T G I D 0 Zone 2: V GS V T S D I D 2 ' W V min kn VGTV V L min 1 2 DS B où V min min V, V, V V V GT T V V GS V GT T DS DSAT 2 V 2 T 0 F SB F GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 48

49 Modèle unifié On résume le comportement du transistor avec les équations suivantes: Zone 1: V GS < V T (zone blocage) I D 0 Les zones 2, 3, et 4 dépendent de V min : ' DS Zone 2: V min = V DS (linéaire) I D k n V GS VT V DS 1 VDS W L 2 V 2 Zone 3: V min = V Dsat (saturation de vitesse) I D 2 ' W V k n GS T Dsat L 1 2 Dsat V V V V DS n 2 Zone 4: V min = V GT (saturation) I V V 1 V D ' k 2 W L GS T DS GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 49

50 I D (A) Comparaison 2.5 x 10-4 V DS =V DSAT Saturation de vitesse Linéaire V DSAT =V GT V DS =V GT Saturé V DS (V) Comparaison: modèle unifié vs PSpice GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 50

51 Transistor PMOS Le transistor PMOS se comporte presque de la même façon que le NMOS. Cependant, la saturation de vitesse a un effet plus faible sur le PMOS, parce que la mobilité des trous est plus faible que celle des électrons. Les équations dérivées auparavant peuvent tous être appliquées pour un PMOS. Il y a quand même quelques points à considérer pour le PMOS: Le courant va de la source au drain (I D < 0). La source est le côté de tension supérieure. GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 51

52 I D (A) Transistor PMOS -4 x V GS = -1.0V V GS = -1.5V On suppose que toutes les variables sont négatives V GS = -2.0V -0.8 V GS = -2.5V V DS (V) GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 52

53 Paramètres standards V T0 (V) (V 0.5 ) V DSAT (V) k (A/V 2 ) (V -1 ) NMOS PMOS Paramètres standards d un processus CMOS 0.25μm, pour un transistor de dimensions minimales (L = 0.25μm). GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 53

54 Conduction sous-seuil On a supposé jusqu à présent que le courant du transistor était nul si V GS < V T. Cependant, le courant ne diminue pas abruptement à 0 si V GS < V T. Le courant diminue plutôt de façon exponentielle. Ce courant de fuite est indésirable dans les circuits numériques, puisque ça diffère du modèle d interrupteur idéal. GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 54

55 Le transistor comme interrupteur On a mentionné auparavant que le modèle le plus simple du transistor était celui d un interrupteur. Bien que le modèle unifié soit simple, son comportement non linéaire le rend inapte à utiliser pour des analyses de circuits complexes. On doit donc utiliser un modèle encore plus simple, celui de l interrupteur, qui est linéaire et simple. GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 55

56 Le transistor comme interrupteur On représente le transistor comme un interrupteur ayant une résistance infinie lorsqu il est «off» et une résistance finie R on lorsqu il est «on». V GS V T S R on D GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 56

57 Le transistor comme interrupteur Comment calculer la résistance R on? La résistance du transistor varie en fonction du temps, est non linéaire, et dépend du point d opération du transistor. Pour une analyse simple, il faut une résistance linéaire et invariante. On va donc faire une moyenne entre la résistance à pleine tension (V DD ) et le point moyen de transition (V DD /2). GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 57

58 Résistance équivalente I D V GS = V DD R mid R 0 V DD /2 V DD V DS R eq 1 2 DD R R 1 V 0 mid 3 4 V I DSAT 7 9 DD GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 58

59 Résistance équivalente 7 x R eq () V (V) DD On voit ici comment la résistance équivalente varie en fonction de l alimentation. Si V DD >> V T + V DSAT /2, la résistance ne varie presque pas. Cependant, lorsque V DD se rapproche de V T, la résistance augmente de façon significative. GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 59

60 Résistances équivalentes V DD (V) NMOS (k) PMOS (k) Résistances équivalentes pour différents V DD, pour un dispositif de 0.25μm. Si le transistor est plus gros, alors: R R0 W / L R 0 = résistance pour W/L = 1 GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 60

61 Courant dans un MOSFET Facteurs qui affectent le courant dans un MOSFET: Longueur du canal Largeur du canal Tension seuil Épaisseur de l oxyde de grille Constante diélectrique de l isolant Mobilité des porteurs GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 61

62 Comportement dynamique des MOSFET

63 Comportement dynamique Le comportement dynamique du MOSFET est fonction du temps nécessaire pour charger et décharger les capacitances parasites intrinsèques et les capacitances de la ligne qui connecte les différents éléments. La plupart des capacitances sont non linéaires, et varient selon la polarisation. Il est donc essentiel de bien comprendre la source de ces capacitances et leur effet sur le comportement du transistor. GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 63

64 Capacitances d un MOSFET S G D n+ C GS C GB C DS n+ C SB C DB Substrat p B Transistor NMOS, vue de coupe GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 64

65 Modèle des capacitances G C GS C GD S D C SB C GB C DB Modèle des capacitances d un NMOS. B GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 65

66 Capacitance de la grille Grille en polysilicone Il existe deux capacitances dues à la structure physique de la grille. Ces capacitances existent à cause du recouvrement du drain et de la source avec la grille. C GSO C GDO C ox x d W C W o Source n + x d x d L d Vue de dessus W Drain n + Recouvrement grille - substrat Oxyde de grille t ox n + L n + C SB Vue de coupe GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 66

67 Capacitance de la grille L élément parasite le plus important est la capacitance de la grille au canal. Il y a trois composantes principales: Grille-à-source (C GCS ) Grille-à-drain (C GCD ) Grille-à-substrat (C GCB ) Ces composantes varient selon la tension d opération et la zone d opération du MOSFET. GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 67

68 Capacitances de la grille G G G S C GC D S C GC C GC D S D Blocage Résistive Saturation Zone d opération C GCB C GCS C GCD C GC (total) Blocage C ox WL 0 0 C ox WL Triode 0 C ox WL/2 C ox WL/2 C ox WL Saturation 0 (2/3)C ox WL 0 (2/3)C ox WL Régions importantes en design digital: saturation et blocage GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 68

69 Capacitance de la grille WLC ox C GC WLC ox C GC C GCS 2WLC ox WLC ox 2 C GCB C GCS = C GCD WLC ox 2 C GCD 3 V T V GS 0 V 1 DS /(V GS V T ) Capacitance en fonction de V GS (avec V DS = 0) Capacitance en fonction de la saturation Variation de la capacitance de la grille en fonction de la tension. GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 69

70 Capacitance de jonction Une autre source de capacitance parasite est la jonction pn créée par la zone n de la source (et du drain) avec le substrat p. Ce sont des capacitances parasites non linéaires, dont le comportement ressemble à celui de la capacitance parasite de la diode. On appelle aussi cette capacitance une capacitance de diffusion. GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 70

71 Capacitance de jonction Jonction pn n+ Substrat p Lorsque la source et le drain sont créés, une jonction pn est créée à l interface avec le substrat. La source et le drain sont de type n, et le substrat est de type p. Une capacitance existe alors à l interface source (drain) substrat. Cette capacitance existera pour les 4 côtés de la source (du drain) et pour le dessous. GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 71

72 Capacitance de jonction Side wall W Source N D Bottom Profondeur de la source x j L S Side wall Substrat Canal C diff C C bottom j C L W 2C S sw C jsw j L S AIRE W C jsw PÉRIMÈTRE GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 72

73 Capacitance de jonction Jonction abrupte m = 0.5 C j j0 1 V C D b m j C j (ff) 1 Capacitance à 0V 0.5 Jonction linéaire m = 0.33 C jsw C jsw 0 1 V D bsw jsw m V D (V) Le comportement des capacitances ressemble à celui de la diode. GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 73

74 Linéarisation de la capacitance Dans la figure précédente, on remarque que la capacitance est non linéaire. Pour analyser des circuits numériques, qui vont commuter entre la tension d alimentation et la mise à terre, il faut linéariser cette capacitance. On remplace donc la capacitance non linéaire qui dépend de la tension par une capacitance linéaire équivalente. GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 74

75 Linéarisation de la capacitance Remplacer la capacitance non linéaire par une capacitance linéaire large-signal équivalente qui déplace une charge équivalente sur la variation de tension sous étude C eq Q V où j D Q j V Q V high V high V j low low K eq C j0 K eq 0 1m V 0 high 0 Vlow V V 1 m high m low 1m GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 75

76 Linéarisation de la capacitance Transition bas-à-haut Transition haut-à-bas Moyenne K eq K eqsw K eq K eqsw K eq K eqsw NMOS PMOS Valeurs de K eq pour le processus générique 0.25μm, pour une alimentation de 2.5V, et une transition rail-à-rail (0V à 2.5V). GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 76

77 Linéarisation de la capacitance Si on veux calculer la capacitance du FET pendant une transition, l équation de C diff est modifiée à: C diff K eq C bottom K eqsw C sw K eq C j0wls 2 K eqsw C jsw0 W L s GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 77

78 Capacitances C ox (ff/m 2 ) C o (ff/m) C j0 (ff/m 2 ) m j 0 (V) C jsw0 (ff/m) m jsw 0sw (V) NMOS PMOS Capacitances typiques d un processus CMOS 0.25μm GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 78

79 Capacitances Avec toutes les capacitances calculées, on peut maintenant créer le modèle du MOSFET. C GS = C GCS + C GSO C GD D C DB C GD = C GCD + C GDO C GB C GB = C GCB G B C G = C GS + C GD + C GB C SB = C Sdiff C DB = C Ddiff C GS S C SB GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 79

80 Capacitances: résumé Pour résumer le calcul des capacitances: Les capacitances de grille varient seulement par rapport à la zone d opération du FET (V GS ). Les capacitances de jonction (source et drain) dépendent du point d opération (V DS ). Ce sont des capacitances qui dépendent de la structure physique du FET. Si on les calcul à un point d opération spécifique, on utilise les équations de la diapo #73. Si on les calcul pour une variation de tension, on utilise le facteur d équivalence K eq. GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 80

81 Résistances parasites La performance d un circuit CMOS est aussi affecté par un autre élément parasite: la résistance en série du drain et de la source. L effet de ces résistances est plus prononcé pour des circuits de petites dimensions. L effet de ces résistances est de réduire le courant du MOSFET. Pour réduire l effet de ces résistances, une option populaire est de recouvrir le drain et la source par une épaisseur de matériau de faible résistivité, comme le tungstène ou le titane. On appelle ce processus la silicidation. GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 81

82 W Résistances parasites Grille en polysilicone Contact au G L D drain V GS,eff S D R S R D R S, D L S, D W R R C Drain GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 82

83 Effets secondaires Effet tunnel Fowler-Nordheim: si l oxyde de grille est très mince, un courant peut circuler de la grille à la source. Variation de la tension seuil. Ionisation d impact: les champs électriques élevés peuvent causer certains électrons à se piéger dans l oxyde de grille, ce qui réduit les performances. GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 83

84 Déclenchement parasite (latch-up) Le déclenchement parasite est causé par des transistors bipolaires parasites internes. Ces dispositifs forment un thyristor qui crée un court-circuit entre V DD et V SS, détruisant ainsi le circuit. V DD V DD R nwell p+ n+ n+ p+ p+ n+ puit n R nwell R psub R psub Substrat p a) Origine du déclenchement parasite b) Circuit équivalent GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 84

85 Déclenchement parasite Pour réduire la probabilité de déclenchement parasite, les résistances R nwell et R psub devraient être petites. Les contacts au substrat devraient être nombreux (pour court-circuiter les résistances). Dans les dernières années, les nouvelles techniques de design et fabrication ont presque éliminé le déclenchement parasite. GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 85

86 Spice Spice est un langage de programmation spécialement conçu pour des circuits intégrés. SPICE: Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis Il existe plusieurs versions, comme PSpice, HSpice, mais elles sont tous fondamentalement les mêmes. Spice est composé de modèles, qui modélisent le comportement de composantes physiques (MOSFET, diode,etc). Les modèles ont différents niveaux, selon leur complexité. Le modèle le plus simple d une composante est le niveau 1. Le modèle BSIM d un MOSFET peut être de niveau 49. GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 86

87 Spice Pour représenter un MOSFET dans Spice, on utilise la forme suivante: Mname ND NG NS NB model_name L=length W=width <AS,PS,AD,PD> Où Mname = nom du FET ND, NG, NS, NB = numéro du nœud du drain, grille, source, et substrat model_name = nom du modèle utilisé pour le FET (fichier.model) AS, PS, AD, PD = aire et périmètre de la source et du drain. Pour simuler, il faut inclure le modèle du FET, qui est dans un fichier model: on inclut la ligne.model <listing> dans le fichier de simulation. GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 87

88 Spice: exemple L = 0.25μm 3μm 3μm μm Listing Spice: MonFET nfet L=0.25u W=5u <15p,16u,15p,16u> Choisis aléatoirement; typiquement, le substrat est le nœud 0 ou un chiffre élevé, comme 99. GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 88

89 Conclusion On a vu comment le MOSFET fonctionne, avec les 3 zones d opération. Les points clés de ce chapitre: Connaître le fonctionnement du MOSFET Calcul du courant Effet du substrat sur la tension seuil Savoir calculer les capacitances parasites Savoir calculer les résistances parasites GELE5340 Gabriel Cormier, Université de Moncton 89

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