Département de physique

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1 Département de physique Etude de la densité spectrale de puissance du bruit thermique dans une résistance Travail expérimental et rédaction du document : Jean-Baptiste Desmoulins (P.R.A.G.) mail : desmouli@physique.ens-cachan.fr Cette étude est destinée à mettre en évidence le principe de la détection synchrone. Pour cela, on réalise analogiquement les différentes opérations nécessaires (multiplication, filtrage, adaptation d impédance). Le système obtenu n a pas la prétention d avoir les qualités d un dispositif de métrologie, mais il permet de se poser de nombreuses questions importantes pour la mise en œuvre de ce type de système dans les meilleures conditions possibles. I. Présentation de l expérience : La détection synchrone permet de mesurer la valeur efficace d une sinusoïde noyée dans du bruit. Pour que l opération fonctionne, il est nécessaire de disposer d un signal exactement à la même fréquence que la sinusoïde à mesurer. I.1. Principe de la détection synchrone. On récupère un signal s u (t) noyé dans un bruit b(t) qui sera considéré blanc sur la plage de fréquence étudiée. Le signal en entrée du dispositif est donc s(t), somme des deux signaux précédents. On dispose par ailleurs d un signal sinusoïdal de même fréquence que s u (t) et déphasé de φ par rapport à ce dernier. Ce signal sera transformé en un signal de même fréquence et de même déphasage, mais dont l amplitude est connue appelé s ref (t) On note (t) s u = S.. cos( ω.t), s(t) = s u (t)+b(t), (t) = R.. cos( ω.t + ϕ) Mathématiquement, on va multiplier s(t) et s ref (t). On obtient alors une composante à la pulsation ω et une composante continue. Le produit n a pas d effet sur le bruit dans la plage de fréquence étudiée (il y a bien un effet de filtrage lié au composant qui réalise le produit, mais il est sans incidence). Le signal obtenu sera noté s i (t). On aura alors, si K est le gain du dispositif qui réalise la multiplication s i (t) = K..S.R. cos( ω.t).cos( ω.t + ϕ) = K.S.R. [ cos(. ω.t + ϕ) + cos( ϕ) ] On va alors réaliser un filtrage passe-bas afin d éliminer la composante en ω. Par ailleurs, on aura intérêt à limiter au maximum la bande passante du filtre afin de ne conserver le bruit blanc que sur une bande très étroite, ce qui conduit à une valeur efficace de bruit faible en sortie du dispositif. L inconvénient de cette limitation de la bande passante sera un temps de réponse important pour le dispositif En pratique, plus on veut augmenter la qualité du résultat, plus il faut attendre longtemps Finalement, on récupère une composante continue dont la valeur U out vaut U out = K.S.R. cos( ϕ) Si on s arrange pour faire en sorte que φ=, alors U out est directement liée à S recherchée par deux grandeurs K et R qui sont caractéristiques du système de mesure. s ref Ces opérations sont résumées sur la figure suivante sur laquelle on cherche à mesurer la valeur efficace d une sinusoïde de fréquence 1 khz noyée dans un bruit blanc jusqu à 1 MHz. On a choisi de représenter les densités spectrales de puissance de V /Hz. 1

2 Remarque : en pratique, avant de réaliser le produit et le filtrage, on va réaliser un premier filtrage passe bande autour de la fréquence du signal à mesurer, afin d éliminer une partie du bruit blanc dont nous avons parlé, ainsi que pour limiter le bruit en 1/f qui est important à basse fréquence et que nous n avons pas évoqué quand nous avons défini le bruit d entrée. Ce filtre doit s adapter à la fréquence sur laquelle on réalise la mesure. I.. Dispositif expérimental réalisé. En pratique, le produit est réalisé par un multiplieur AD633 qui présente un gain K = 1/1, une bande passante voisine de 1 MHz ce qui est largement suffisant pour travailler avec des signaux utiles dont la fréquence ne dépasse pas quelques khz. Le filtre passe-bas est de type RC du premier ordre. Il faut obtenir des fréquences de coupure assez faibles pour réduire notablement le bruit (inférieure au Hz). Du coup, pour ne pas augmenter démesurément les valeurs de capacités (on se limitera à 1µF grand maximum), la seule solution consiste à augmenter la valeur de la résistance du circuit. Pour des valeurs qui se rapprochent de la valeur de l impédance d entrée de l oscilloscope placé en sortie, on aura une atténuation introduite par l oscilloscope. Pour éviter ce problème, on place un suiveur en sortie du filtre. La valeur de R sera choisie égale à 1MΩ II. Résultats expérimentaux : Mise en place du signal à traiter : On génère un signal sinusoïdal de 1 khz et de mv efficace ainsi que le bruit gaussien de V efficace au moyen de générateurs 33A. On fait la somme de ces deux signaux au moyen d un sommateur à amplificateur opérationnel (composant TL81). - Observation du bruit avant sommation :

3 Pour étudier le bruit avant sommation, on va faire un histogramme des valeurs de ce dernier. Comme pas de l histogramme, on veillera à prendre une valeur qui est un multiple du pas de quantification en amplitude du dispositif de numérisation utilisé. C est important pour que chaque pas comporte le même nombre de valeurs autorisées. Si cette condition n est pas respectée, on va fausser la représentation de la distribution à travers l histogramme. La numérisation a été faite sur 8 bits avec V/carreau. Le pas de quantification est donc de 6.5mV (16/ 8 ). On a choisi un pas de 15 mv, c'est-à-dire qu il existe deux valeurs possibles par pas. nombre d'échantillons 8x V valeur de l'échantillon (V) La notice du générateur indique que la distribution des échantillons du bruit est gaussienne ce que semble confirmer un ajustement de l histogramme réalisé. Une analyse statistique indique que l écart-type est de.16v ce qui est très proche de la valeur efficace (,15V) comme attendu pour un bruit gaussien. - Observation du bruit après sommation et calcul du rapport signal sur bruit : La numérisation a été faite sur 8 bits avec une échelle de 5mV/carreau. Le pas de quantification vaut 15.65mV. En prenant deux valeurs possibles par intervalle, on choisit un pas d histogramme de 31,5 mv. nombre d'échantillons 8x V -1 1 Valeur de l'échantillon (V) Une analyse statistique indique que l écart-type est de,54v ce qui est très proche de la valeur efficace (,54V). En entrée de la détection synchrone, le rapport signal sur bruit vaut donc. R,37 ou en db, R 9dB S B = S B db.54 Remarque sur les densités spectrales de puissance et les valeurs efficaces de bruit : L amplificateur opérationnel qui réalise la sommation présente une bande passante et se comporte comme un filtre passe-bas dont la bande équivalent de bruit est de quelques centaines de khz. Sur la figure suivante, on a représenté les densités spectrales de puissance de bruit en entrée et en sortie du sommateur après un lissage sur 1 points. 3

4 DSP (V²/Hz) DSP en entrée du sommateur DSP en sortie du sommateur khz MHz MHz 3 4 fréquence (Hz) On constate que le sommateur est légèrement résonant. L acquisition est réalisée avec une fréquence d échantillonnage de 8 MHz afin d analyser jusqu à 4 MHz. La base de temps est de 5 ms/carreau et se fait avec 4 Mpts. Pour faire le lissage, on a réalisé une moyenne glissante sur une plage de fréquence qui reste assez étroite pour que la DSP n évolue pas notablement. Le lissage est calculé en échelle linéaire puis on repasse en échelle log pour afficher l amplitude de la DSP. On note B eqsom la bande équivalente du sommateur, D b la densité spectrale de puissance du bruit d entrée dans la zone où elle est constante et B b la bande équivalente du bruit d entrée. Si on appelle V effbin la valeur efficace du bruit en entrée et V effbsom la valeur efficace du bruit en sortie du sommateur, on a : effbin V = D.B et V effbsom = Din.B eqsom in b Sachant que la bande équivalente du bruit étudié (sortie du générateur 33A) est voisine de 1 MHz et que la bande équivalente d un TL81 en sommateur est voisine de 5 khz (56kHz avec le TL81 utilisé ici), on s attend à avoir V effbsom V effbin = B eqsom B b,4 Expérimentalement à l oscilloscope, on mesure une valeur efficace de bruit d entrée de.15v et une valeur efficace de bruit de sortie de,54v. On est proche de l ordre de grandeur prévu. Mesure de l offset du système : En l absence de signal d entrée (entrée correspondante du multiplieur mise à la masse pas en l air!), on conserve le niveau de la tension de référence utilisé sur l autre entrée et on regarde le niveau de sortie du dispositif en réalisant un moyennage pour nettoyer le signal. Quel que soit la valeur de la capacité C et quel que soit l amplitude du signal de référence, on trouve une tension continue en sortie qui représente une erreur systématique dont il faudra tenir compte. Pour notre système, cette erreur systématique vaut -7µV. Elle fluctue légèrement mais reste dans une plage de ± µv autour de la valeur donnée pendant la durée de l expérience. Evidemment, avec un autre composant de la même famille, cette valeur est susceptible de changer. Mesure de la composante noyée dans le bruit : On applique maintenant le signal bruité sur l entrée de signal du multiplieur. On ajuste le déphasage du signal de référence s ref par rapport au signal utile s u à mesurer. On fait en sorte d amener le niveau de sortie sur la valeur de l offset de sortie précédemment mesurée. On fait ensuite un saut de phase de 9 afin de récupérer le maximum de signal en sortie. Le résultat attendu est la différence algébrique entre le niveau de sortie atteint dans ces conditions et le niveau de l offset dont on est parti. Remarque : il est préférable de procéder de la sorte plutôt que de chercher à détecter directement le maximum. La réponse étant en cosφ, il y aura davantage d incertitude sur le repérage du maximum que sur le repérage du passage par (qui correspond au niveau d offset). On commence par travailler avec une capacité de 1 nf associée à la résistance de 1 kω. Sans moyennage, le signal de sortie présente la forme suivante : 4

5 4mV 3 temps de réponse du filtre =,1s tension (V) ms En détectant le maximum comme il vient d être dit, après avoir appliqué un moyennage pour faire disparaître le bruit, on détecte une différence de 13,5mV+.7 de différence sur la tension de sortie. Le gain K étant égal à 1/1, la tension R étant égale à 1V max soit 7.7V efficace, on trouve une valeur efficace du signal noyé dans le bruit de.1 mv, ce qui est bien conforme au résultat attendu. Avec une capacité de 1nF le bruit résiduel est plus important. Ceci est essentiellement dû à un meilleur filtrage de la composante à khz avec 1nF. 4mV 3 temps de réponse du filtre =,1s tension (V) ms Avec une capacité de 1µF, on n observe pas de différence notable avec 1nF pour ce qui concerne la valeur efficace de bruit, mais on élimine malgré tout des fluctuations sur quelques dizaines de ms. Le résultat est donc de meilleure qualité, même si ça n est pas dans le proportions attendues. Il semble donc que le bruit résiduel observé en sortie n est pas uniquement le reste du bruit d entrée qui sort du filtre. Il s agirait donc plutôt de bruits récupérés après le filtre et sur lesquels on ne peut pas trop jouer, étant donné les conditions de l expérience (le système est réalisé avec plusieurs blocs assemblés et non sur un circuit imprimé compact). 5

6 4mV 3 temps de réponse du filtre =,1s tension (V) ms Réponse dynamique de la boucle : On envoie en entrée un signal modulé en amplitude avec une profondeur de modulation de 5%. La porteuse est fixée à 1 khz comme le signal utile étudié précédemment, mais ou a augmenté l amplitude à quelques volts afin d'avoir davantage de signal. La modulante est de fréquence 1Hz. Sur la figure suivante, on présente le signal modulé, ainsi que la réponse de la boucle à un tel signal, pour deux temps caractéristiques du filtre de la détection (,1s pour 1kΩ et 1nF et,1s pour 1kΩ et 1µF). 3.V Signal d'entrée (V) temps de réponse du filtre,1s,1s réponse du système (V) -1V s Plus la bande passante du filtre est étroite, plus on limite la valeur résiduelle de bruit par rapport au signal, donc plus on améliore la qualité de la réponse, mais plus il faut attendre longtemps pour récupérer le résultat attendu. version de décembre 1 6