Modélisation des émissions rayonnées de composants électroniques

UNIVERSITÉ DE ROUEN École doctorale Sciences Physiques et Mathématiques et de l Information pour l Ingénieur (SPMII) Pour obtenir le grade de Docteur en électronique de l Université de Rouen Modélisation des émissions rayonnées de composants électroniques par Yolanda VIVES GILABERT Thèse dirigée par Bélahcène MAZARI Soutenue le 15 novembre 2007 Jury Gilles DAMBRINE Professeur des universités, IEMN Université Lille 1 Président du jury Serge VERDEYME Professeur des universités, XLIM Université de Limoges Rapporteur Luis JOFRE Professeur, Universitat Politècnica de Catalunya Rapporteur Laurent LE BRUSQUET Professeur adjoint, SSE SUPELEC Examinateur Philippe EUDELINE Directeur technique, Thales Air Systems Examinateur Olivier MAURICE Expert CEM, PSA Examinateur Christian ARCAMBAL Enseignant Chercheur, ESIGELEC Co-encadrant Bélahcène MAZARI Professeur, ESIGELEC Directeur de thèse

Contact Yolanda VIVES GILABERT yvivesgilabert@lear.com Laboratoire ESIGELEC/IRSEEM Saint Etienne du Rouvray, France www.irseem.asso.fr

A la meua familia À Philippe

Remerciements Cette thèse n aurait pas vu le jour sans la participation de nombreuses personnes qui méritent mes plus profonds remerciements.en tout premier lieu, j exprime mes remerciements à Monsieur Bélahcène MAZARI, Directeur de l IRSEEM et directeur de thèse, pour m avoir accueilli dans son équipe. Merci pour la confiance qu il a accordée à mon travail. Je voudrais également remercier Monsieur Gilles DAMBRINE de l IEMN de l Université de Lille 2 d avoir accepté de présider le Jury de cette thèse et d avoir examiné mon travail. Je voudrais également exprimer ma gratitude à Monsieur Lluis JOFRE, Professeur de l Universitat Politècnica de Catalunya et à Monsieur Serge VERDEYME, Professeur à l Université de Limoges pour avoir rapporté mon travail et pour l intérêt qu ils ont montré à tous mes travaux. Mes plus sincères remerciements à Monsieur Laurent LE BRUSQUET, Professeur adjoint à SUPELEC, pour avoir accepté d examiner mon mémoire, pour sa disponibilité et sa précieuse aide technique sans laquelle une partie de ma thèse n aurait pu être effectuée. Merci également à Monsieur Olivier MAURICE, expert CEM à PSA, pour toutes les discussions scientifiques menées tout au long de mes 3 années passées en France. Je voudrais lui exprimer toute mon admiration pour l ensemble de ses travaux scientifiques. Je tiens également à remercier Monsieur Philippe EUDELINE, Directeur Technique à Thales Air Systems, pour ses encouragements et sa confiance. Merci à tous les deux pour avoir participé au jury. Mes plus chaleureux remerciements s adressent à Monsieur Christian ARCAMBAL, enseignantchercheur à l ESIGELEC et co-encadrant de cette thèse. Pour son soutien constant, son humour et son inestimable aide technique je lui serai toujours reconnaissante. J aimerais par ailleurs souligner la contribution importante réalisée par toute l équipe de l IRSEEM ainsi que par les stagiaires qui ont participé très activement à ce travail, merci beaucoup à Charo, Lunan Li, Mehdi, Hassene et Abyshek. Je souhaite enfin remercier tous mes collègues de l IRSEEM, toutes ces personnes que je considère exceptionnelles et qui grâce à leur présence, humour et amitié vont me permettre de conserver un très bon souvenir de la France. Merci à Christian, Francielle, Imad, Aubry, Esther, Fatima, Eric, Moncef, Sofiane, Islem, Zoheir, Rami, Riad et Priscila.

Résumé Mots clés : Compatibilité électromagnétique, modélisation d émissions rayonnées, cartographie de champ proche Cette thèse, effectuée à l IRSEEM en collaboration avec Thales Air Systems, s inscrit dans le cadre du programme «Compatibilité Électromagnétique (CEM) des composants» de la filière Normandie AéroEspace. Le travail réalisé consiste à développer des modèles d émissions magnétiques rayonnées de composants électroniques. Ces modèles doivent être génériques (i. e. le processus de modélisation doit être applicable quel que soit le composant) et être implémentables dans des logiciels électromagnétiques commerciaux, comme HFSS et CST Microwave Studio. Pour ce faire, un premier modèle basé sur un réseau de dipôles élémentaires (soit électriques soit magnétiques) est développé. Le processus d obtention de ce modèle est relativement simple et est basé sur une inversion de matrices avec la méthode des moindres carrés. L application de ce modèle sur différents dispositifs (self, oscillateur...) donne de très bons résultats aussi bien pour l amplitude que pour la phase du champ magnétique. Néanmoins ce modèle est très rigide car un grand nombre de paramètres est fixé par l utilisateur. De plus, la grande quantité de sources du modèle complexifie son insertion dans les outils de simulation. C est pour cela qu une deuxième approche de modélisation plus adaptée à notre problématique a été développée. Ce second modèle est composé d un réseau d au maximum 10-12 dipôles. L approche de modélisation est basée sur deux techniques : l application d une fonction de traitement des images et l application d un algorithme d optimisation. Cette approche est beaucoup plus flexible que la précédente, car elle est capable de calculer tous les paramètres du modèle. Néanmoins, la précision des résultats est inévitablement diminuée en raison de la réduction du nombre de dipôles.

Abstract Modeling Radiated Emissions of Electronic Components Keywords : Electromagnetic compatibility, modeling radiated emissions, near-field scanning method This thesis, performed in IRSEEM in collaboration with Thales Air Systems, is included in the program «EMC of components» from the Normandie AéroEspace cluster. This thesis work is based on the development of models of the magnetic field radiated by electronic components. These models must be generic (i. e. the procedure of modeling must be able to be applied to any component) and insertable into the commercial electromagnetic softwares, like HFSS and CST Microwave Studio. In order to do that, a first model based on a set of elementary dipoles (electric or magnetic dipoles) is developped, being the procedure to obtain this model relatively simple. It is based on the inversion of some matrices with the least square method. The application of this model to different devices (self, oscillator...) gives good results, both in amplitude and phase of the magnetic field. However, this model is very rigid due to the great number of parameters that are fixed by the user. Moreover, the huge quantity of sources in the model complicates the insertion into commercial simulation software. It is for this reason that a second approach of modeling, better adapted to our problematic, has been developed. This second model is composed of a set of a maximum of 10-12 dipoles. In this case the procedure of modeling is based on two different techniques : the application of a function usually used for the treatment of digital images and the application of an optimisation algorithm. This procedure is more flexible than the previous one because it is capable of calculating all the parameters of the model. However, the accuracy of the model is inevitably reduced due to the fact that the number of dipoles has been also reduced.

Table des matières Introduction générale 9 1 La modélisation CEM au niveau composant 13 1.1 Introduction................................... 13 1.2 La compatibilité électromagnétique...................... 15 1.2.1 Définition de la CEM.......................... 15 1.2.2 La normalisation en CEM....................... 16 1.2.3 CEM des composants.......................... 16 1.2.4 La problématique de Thales Air Systems............... 19 1.3 La modélisation de composants électroniques en émission.......... 24 1.3.1 Introduction............................... 24 1.3.2 Le modèle ICEM en conduit...................... 25 1.3.3 Modélisation des émissions rayonnées : état de l art......... 35 1.3.4 Bilan des différentes méthodes de modélisation............ 47 1.4 Conclusions................................... 48 2 Méthodologie de modélisation : méthode inverse 54 2.1 Introduction................................... 54 2.2 Modèle de la méthode inverse......................... 56 2.2.1 Modèle basé sur un réseau de dipôles électriques........... 57 2.2.2 Modèle basé sur un réseau de dipôles magnétiques.......... 61 2.2.3 Résumé des deux approches...................... 63 2.3 Méthodes de mesure.............................. 65 2.3.1 Introduction............................... 65 2.3.2 Le banc de mesure champ proche................... 65 2.3.3 Mesure avec le VNA en mode «External Source».......... 70 2.3.4 Mesure avec l analyseur de spectre.................. 73 2.3.5 Comparaison des résultats....................... 82 2.4 Validation du modèle.............................. 84 2.4.1 Comparaison entre l approche «Dipôles magnétiques» et l approche «Dipôles électriques»......................... 85 2.4.2 Validation du modèle selon la nature des composants et la fréquence de travail................................ 91 2.5 Insertion du modèle dans les outils de simulation électromagnétique 3D.. 99 1

2.5.1 Processus d insertion.......................... 99 2.5.2 Insertion des modèles de composants................. 101 2.5.3 Limitations des logiciels par rapport à l insertion des modèles... 104 2.6 Conclusions................................... 105 3 Nouvelle approche de modélisation 110 3.1 Introduction................................... 110 3.2 Modèle amélioré : nouvelle approche de modélisation............ 111 3.2.1 Traitement d images.......................... 113 3.2.2 Algorithme d optimisation....................... 118 3.3 Application du modèle amélioré........................ 130 3.3.1 Validation du modèle.......................... 130 3.3.2 Insertion du modèle dans les outils de simulation électromagnétique 3D.................................... 148 3.3.3 Étude du couplage entre composants................. 151 3.4 Prise en compte d un plan de masse : théorie des images.......... 155 3.5 Étude comparative des deux approches de modélisation........... 156 3.6 Conclusions et perspectives........................... 161 Conclusion générale 163 Abréviations, sigles et acronymes 167 A Calcul du champ magnétique rayonné par un dipôle électrique 169 B Calcul du champ magnétique rayonné par un dipôle magnétique 175 C Liste des publications 181 2

Table des figures 1.1 Exemple d appareils électroniques et câbles présents dans une voiture...... 14 1.2 Concept d émission et d immunité........................ 15 1.3 Nombre de techniques et coût de prise en compte de la CEM en fonction de l avancement du projet [5]............................ 18 1.4 Intérêt de la modélisation au niveau des composants............... 19 1.5 Architecture du T/R module [8]......................... 21 1.6 Système d alimentation des différentes parties du T/R Module [8]........ 22 1.7 T/R Module Master avec la partie hyperfréquence (à gauche) et la partie alimentation et carte de commande (à droite)..................... 23 1.8 Self torique «Serdi».............................. 23 1.9 Les 3 types de modèles ICEM existants..................... 26 1.10 Différentes parties du modèle ICEM....................... 27 1.11 Configuration de la mesure du Réseau Passif d Impédances........... 28 1.12 Exemple de calcul du PDN entre 2 broches V dd -V ss d un composant....... 28 1.13 Obtention de la IA à partir du réseau d impédances et du courant externe... 29 1.14 Schéma de mesure de la méthode 1Ω....................... 29 1.15 Sonde de mesure et de calibrage pour la méthode 1Ω.............. 30 1.16 Circuit équivalent pour le calibrage de la sonde 1Ω............... 30 1.17 Schéma de mesure de la méthode «Sonde magnétique»............. 31 1.18 Câble au-dessus d un plan masse utilisé pour le calibrage............ 31 1.19 Configuration du câble au-dessus du plan masse avec son image......... 32 1.20 Résultats du calibrage de la sonde........................ 33 1.21 Comparaison des résultats obtenus avec la méthode 1Ω et la méthode Sonde Magnétique.................................... 34 1.22 Exemple de modèle ICEM de 2 paires V dd -V ss.................. 34 1.23 Modèle basé sur un réseau de dipôles qui rayonne le même champ que le composant 36 1.24 Exemple d un modèle de dipôles placés manuellement.............. 36 1.25 Mesure de la composante z du champ H..................... 37 1.26 Méthode de modélisation des émissions rayonnées à l aide du modèle ICEM conduit et du modèle IBIS [17].......................... 38 1.27 Réseau de pseudo-fils pour modéliser une source de courant surfacique [18]... 38 1.28 Procédure de prédiction du champ magnétique en présence d un PEC [18]... 39 1.29 Structure d un neurone [25]........................... 40 1.30 Processus d apprentissage pour l identification des configurations de PCB [24]. 42 3

1.31 Processus d apprentissage pour l obtention du champ lointain à partir du champ proche [24].................................... 42 1.32 Principe de la méthode du Spectre d Onde Plane................ 45 1.33 Schéma du couplage entre le CI et la cellule TEM................ 46 2.1 Étapes du processus de modélisation et utilisation du modèle.......... 55 2.2 Impédance caractéristique en fonction de la fréquence [1]............ 56 2.3 Schéma du modèle équivalent basé sur des dipôles électriques.......... 58 2.4 Élément de courant infinitésimal......................... 58 2.5 Contribution du rayonnement de chaque dipôle au point M........... 59 2.6 Schéma du modèle équivalent basé sur des dipôles magnétiques......... 61 2.7 Procédure de modélisation avec les 2 approches de dipôles équivalents...... 64 2.8 Principe de l approche multicouche....................... 64 2.9 Banc de mesure champ proche de l IRSEEM [6]................. 66 2.10 Comparaison entre le rayonnement d une self torique et une self à technologie planaire...................................... 67 2.11 Sondes sensibles au champ magnétique...................... 68 2.12 Sondes avec coupleur, utilisées pour les mesures à plus haute fréquence [6]... 69 2.13 Phase du rayonnement d une ligne microruban dans une coupe transversale avec les deux orientations de la sonde......................... 70 2.14 Canal R de l analyseur de réseau vectoriel HP 8753E.............. 71 2.15 Configuration pour la mesure de l amplitude et la phase de H avec un VNA.. 72 2.16 Configuration pour la mesure de l amplitude et la phase de H avec un Analyseur de Spectre.................................... 73 2.17 Schéma électrique de la configuration de mesure................. 74 2.18 Processus d obtention de l amplitude et de la phase du champ magnétique rayonné par le composant................................. 75 2.19 Schéma électrique de la configuration de mesure de a 1............. 76 2.20 Schéma électrique de la configuration de mesure de a 2............. 77 2.21 Configuration de la mesure de b 3 et b 3 avec un système de commutateurs... 81 2.22 Configuration de la mesure de b 3 quand le signal de référence n est pas stable. 81 2.23 Configuration de la mesure d amplitude et phase du champ rayonné par un diviseur de Wilkinson avec l analyseur de spectre.................. 82 2.24 Amplitude du champ rayonné par un diviseur de Wilkinson à f=995 MHz mesurée avec le VNA en mode conventionnel, VNA en mode «external source» et avec l analyseur de Spectre.............................. 83 2.25 Phase du champ rayonné par un diviseur de Wilkinson à f=995 MHz mesurée avec le VNA en mode conventionnel, VNA en mode «External Source» et avec l analyseur de Spectre.............................. 83 2.26 Processus de validation du modèle........................ 85 2.27 Oscillateur composé d un quartz et quelques inverseurs............. 86 2.28 Mesures et simulations en utilisant des dipôles électriques et magnétiques à 2 mm au-dessus de l oscillateur (f=40 MHz)...................... 86 2.29 Mesures et simulations en utilisant des dipôles électriques et magnétiques à 5 cm au-dessus de l oscillateur (f=40 MHz)...................... 87 2.30 Champ magnétique simulé et mesuré en fonction de la hauteur au-dessus du DST 90 2.31 Selfs toriques du Module Master de Thales Air Systems............. 91 4

2.32 Simulation et mesure de l amplitude du champ magnétique rayonné par une self à f=400 khz à 2 mm et à 2 cm.......................... 92 2.33 Simulation et mesure de la phase du champ magnétique rayonné par une self à f=400 khz à 2 mm et à 2 cm........................... 92 2.34 Mesure et simulation du diviseur de Wilkinson à f=995 MHz.......... 94 2.35 Mesure et simulation du diviseur de Wilkinson à f=995 MHz.......... 94 2.36 Mesure de H x rayonné par un microcontrôleur monté sur une carte modem à f=28 MHz.................................... 95 2.37 Simulation et mesure de l amplitude du champ magnétique rayonné par un microcontrôleur à f=28 MHz à 2 mm et 4 mm................... 96 2.38 Simulation et mesure de la phase du champ magnétique rayonné par un microcontrôleur à f=28 MHz à 2 mm et 4 mm..................... 96 2.39 Self torique avec une ligne microruban...................... 97 2.40 Démarche suivie pour rassembler les deux modèles................ 98 2.41 Simulation du rayonnement de deux éléments à partir de leur modèle équivalent 98 2.42 Exemple de fichier contenant le modèle des dipôles............... 100 2.43 Représentation d un dipôle sur HFSS (à gauche) et sur CST (à droite)..... 100 2.44 Réseau de dipôles sous CST (à gauche) et sous HFSS (à droite)......... 101 2.45 Comparaison entre la simulation HFSS à partir de l insertion du modèle de l oscillateur et les mesures pour une distance de 2mm................ 102 2.46 Comparaison entre la simulation HFSS à partir de l insertion du modèle de l oscillateur et les mesures pour une distance de 5cm................ 102 2.47 Simulation du modèle de l oscillateur sous HFSS avec les deux boîtes d air... 103 2.48 Comparaison entre la simulation CST à partir de l insertion du modèle de l oscillateur et les mesures pour une distance de 2mm................ 103 2.49 Comparaison entre la simulation CST à partir de l insertion du modèle de l oscillateur et les mesures pour une distance de 5cm................ 104 3.1 Processus de modélisation............................ 112 3.2 Microcontrôleur monté sur une carte modem (f=28mhz)............ 112 3.3 Rayonnement des trois composantes du champ H d un dipôle électrique..... 115 3.4 Zones avec une valeur supérieure à 80% du champ maximum.......... 116 3.5 Zone des points considérés pour le processus de modélisation.......... 116 3.6 Squelettes de H x et H y.............................. 116 3.7 Squelettes de H x et H y.............................. 117 3.8 Extrémités, intersection et segments....................... 117 3.9 Représentation des segments et des dipôles................... 118 3.10 Nombre de dipôles (lettre) et de points (numéro) à optimiser.......... 119 3.11 Variation de la fonction «objectif» en fonction de x 1, y 1, x 2 et y 2 du dipôle B. 122 3.12 Variation de la fonction «objectif» en fonction du courant en partie réelle et partie imaginaire du dipôle B.......................... 122 3.13 Variation de la fonction «objectif» en fonction de la position du modèle en z. 123 3.14 Modèle du modem avant et après l optimisation................. 126 3.15 Comparaison entre amplitudes et phases du champ mesuré et le champ simulé. 126 3.16 Comparaison entre amplitudes et phases du champ mesuré et le champ simulé. 133 3.17 Self torique.................................... 134 3.18 Modèle équivalent du rayonnement de la self torique............... 134 5

3.19 Comparaison entre les amplitudes du rayonnement de la self torique et la simulation à partir du modèle à 2mm et 2cm..................... 134 3.20 Comparaison entre les phases du rayonnement de la self torique et la simulation à partir du modèle à 2mm et 2cm........................ 135 3.21 Modèle des dipôles de l oscillateur........................ 135 3.22 Comparaison entre les amplitudes et les phases du rayonnement de l oscillateur et la simulation à partir du modèle à 2mm.................... 136 3.23 Comparaison entre les amplitudes mesurées et simulées à 5cm.......... 136 3.24 Carte électronique de l oscillateur........................ 137 3.25 Modèle des dipôles de l oscillateur avec les dipôles placés dans des plans z différents138 3.26 Comparaison entre les amplitudes du rayonnement de l oscillateur et la simulation à partir du modèle à 5cm............................. 139 3.27 Modèle des dipôles en 3D de l oscillateur..................... 140 3.28 Évolution du modèle des dipôles en fonction de la hauteur au-dessus du composant143 3.29 Diviseur de Wilkinson dessiné sous HFSS.................... 144 3.30 Squelettes et dipôles obtenus à partir de H x et H y................ 144 3.31 Modèle du diviseur de Wilkinson après l application de la procédure de modélisation145 3.32 Comparaison entre les amplitudes du champ simulé par le modèle et le champ obtenu par simulation HFSS du diviseur de Wilkinson............. 145 3.33 Comparaison entre les phases du champ simulé par le modèle et le champ obtenu par simulation HFSS du diviseur de Wilkinson................. 146 3.34 En blanc, zone de la cartographie où se trouve la valeur maximale du champ.. 147 3.35 Comparaison entre les amplitudes et les phases du champ rayonné par l oscillateur obtenu par mesure et le champ simulé sous HFSS à partir du modèle à 2mm.. 149 3.36 Comparaison entre les amplitudes du champ rayonné par l oscillateur obtenu par mesure et le champ simulé sous HFSS à partir du modèle à 5cm......... 149 3.37 Modèle de l oscillateur sous CST après insertion (à gauche) et après maillage (à droite)...................................... 150 3.38 Comparaison entre les amplitudes et les phases du champ rayonné par l oscillateur et le champ simulé sous CST........................... 150 3.39 Comparaison entre les amplitudes et les phases du champ rayonné par l oscillateur et le champ simulé sous CST........................... 152 3.40 Configuration de la simulation du couplage entre l oscillateur et une ligne microruban (f=40mhz)................................. 153 3.41 Configuration de la mesure du couplage entre l oscillateur et une ligne microruban (f=40mhz).................................... 154 3.42 Comparaison entre le couplage simulé et le couplage mesuré entre l oscillateur et la ligne microruban................................ 154 3.43 Théorie des images pour un plan de masse métallique.............. 155 A.1 Position du dipôle rayonnant dans l espace.................... 170 B.1 Position du dipôle rayonnant dans l espace.................... 176 6

Liste des tableaux 1.1 Organismes de normalisation.......................... 17 1.2 Bilan des différentes méthodes de modélisation présentées............ 48 2.1 Caractéristiques du mode «External Source» par le HP8753E....... 72 2.2 Caractéristiques des techniques de mesure avec le VNA et l analyseur de Spectre...................................... 84 2.3 Caractéristiques des deux approches «dipôles magnétiques» et «dipôles électriques»................................... 88 2.4 Erreurs sur les trois composantes du champ simulé par le modèle de l oscillateur (f=40mhz)................................ 90 2.5 Erreurs sur les trois composantes du champ simulé par le modèle de la self torique (f=400khz)............................... 93 2.6 Erreurs sur les trois composantes du champ simulé par le modèle du diviseur de Wilkinson (f=995mhz)........................... 95 2.7 Erreurs sur les trois composantes du champ simulé par le modèle du modem (f=28mhz)................................... 97 3.1 Erreurs des parties réelles et parties imaginaires de la simulation de H rayonné par le microcontrôleur du modem à 2mm.............. 128 3.2 Erreurs des parties réelles et parties imaginaires de la simulation de H rayonné par le microcontrôleur du modem à 2mm.............. 129 3.3 Erreurs des parties réelles et parties imaginaires de la simulation de H rayonné par la self torique........................... 131 3.4 Erreurs des parties réelles et parties imaginaires de la simulation de H rayonné par l oscillateur............................ 137 3.5 Erreurs des parties réelles et parties imaginaires de la simulation de H rayonné par l oscillateur pour un modèle «multicouche».......... 138 3.6 Erreurs des parties réelles et parties imaginaires de la simulation de H rayonné par l oscillateur pour un modèle 3D................. 141 3.7 Erreurs entre la simulation et la mesure du diviseur de Wilkinson à f=995 MHz....................................... 146 3.8 Précision de chaque modèle en fonction du dispositif modélisé....... 159 3.9 Temps caractéristique de chaque modèle................... 160 7

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Introduction générale Depuis la nuit des temps, les hommes ont observé les phénomènes physiques de la nature et ils ont établi des théories basées sur l observation. Ces théories ont permis des avancées considérables dans une multitude de domaines. Avec entre autres Galileo Galilei, les hommes commencent à s intéresser à la nature de façon expérimentale, le but étant de prouver les théories basées sur l observation et de comprendre de façon plus approfondie les phénomènes physiques. Finalement, de la théorie et de l expérimentation la science a évolué vers la modélisation numérique, principalement propulsée sur le devant de la scène par les avancées informatiques. Aujourd hui la modélisation est devenu un outil indispensable à la pratique de la science. Loin de remplacer l expérimentation et la théorie, la modélisation progresse dans des domaines où les expériences deviennent coûteuses, car la simulation permet un gain considérable en temps et en coût. La simulation fait partie aujourd hui de notre quotidien. Pour modéliser les phénomènes, il est indispensable de disposer de modèles comportementaux. Ces modèles essaient d imiter un ou plusieurs phénomènes d un point de vue particulier. Ainsi, un modèle est conçu pour simplifier les comportements à l aide de certaines règles et hypothèses, car aucun modèle ne peut tenir compte de tous les phénomènes physiques. On ne peut pas déclarer qu un modèle est correct ou pas, on peut juste affirmer qu il fournit des résultats plus ou moins satisfaisants en comparaisant d expérimentations. De la même façon, aucun modèle n est parfait. Par le fait d être une imitation de la réalité perceptible, 9

INTRODUCTION GÉNÉRALE il dispose de limites et en dehors de ces limites, ce modèle n est plus valable car ses résultats s éloignent de la réalité. Les limites décrivent ainsi les propriétés du modèle. Il est donc de la responsabilité de l utilisateur d appliquer chaque modèle de façon pertinente, dans le domaine qui lui correspond et pour la fonction pour laquelle il a été conçu, tout en étant conscient de ses limitations. Ce travail de thèse a pour but la modélisation des phénomènes électromagnétiques et plus concrètement des émissions rayonnées des composants électroniques avec comme objectif la prédiction des éventuels problèmes de compatibilité électromagnétique (CEM) des systèmes électroniques embarqués. Dans ce type de systèmes, la sûreté joue un rôle important car dans certaines occasions des vies humaines sont en jeu. Il est donc extrêmement important de tenir compte de la CEM. Les entreprises concernées par ce type de problématique utilisent de plus en plus les outils de simulation électromagnétique en trois dimensions. Ces logiciels calculent les émissions électromagnétiques de dispositifs passifs, dispositifs que l on peut représenter dans le logiciel. Néanmoins, le dessin des structures devient compliqué quand il s agit de composants complexes ou bien d éléments de circuits intégrés. Dans ces cas, l insertion de modèles de composants électroniques devient plus facile que le dessin de ces structures complexes. Notre modèle peut être utilisé de deux façons distinctes : de façon isolée pour obtenir le rayonnement d un composant à une certaine hauteur au-dessus du composant et pour pouvoir prévoir le couplage avec d autres composants autour, ou bien il peut être inséré dans les outils de simulation pour permettre l obtention du champ rayonné par un ensemble d éléments. Ce travail est structuré en 3 chapitres. Dans le chapitre 1, nous allons commencer par présenter le contexte de la CEM et la problématique spécifique de notre partenaire industriel Thales Air Systems, ainsi qu un état de l art sur les différents modèles existant jusqu à présent. Ces modèles, très appropriés pour certaines applications, présentent des inconvénients importants au niveau de nos besoins. Il devient donc nécessaire de développer des modèles plus adéquats. 10

INTRODUCTION GÉNÉRALE Le deuxième chapitre est principalement divisé en quatre parties. Nous présentons tout d abord le processus de modélisation sur une première approche simple à obtenir, basée sur un réseau de centaines de dipôles élémentaires ou lignes de courant. Pour obtenir ce modèle, il est nécessaire de disposer de mesures de l amplitude et de la phase du champ magnétique rayonné. Dans certains cas, comme les dispositifs actifs, il est très difficile d obtenir la phase du champ rayonné sans injecter de puissance externe. Pour cela, nous présentons deux méthodes de mesure, une avec l analyseur de réseau vectoriel et une seconde avec l analyseur de spectre. Le modèle est validé pour une gamme de dispositifs variée fonctionnant à des fréquences diverses. Ensuite, le modèle d un composant a été inséré dans deux logiciels de simulation électromagnétique différents. Suite aux difficultés rencontrées lors de l insertion et de la simulation dans les logiciels commerciaux, nous avons développé un deuxième modèle plus adéquat afin de faciliter l insertion et optimiser le temps de simulation. Le troisième et dernier chapitre tourne autour de la nouvelle approche de modélisation. Ainsi, le chapitre est divisé en trois grandes parties : la démarche d obtention du nouveau modèle avec un microcôntroleur comme exemple pour illustrer cette procédure et la validation de cette nouvelle approche avec l utilisation d autres composants de différentes nature et fréquences de fonctionnement. Dans une deuxième partie, l insertion du modèle dans les logiciels de simulation ainsi qu une étude du couplage entre un modèle de composant et une ligne microruban sont présentées. La dernière partie du chapitre est dédiée à une comparaison entre les deux modèles dévéloppés dans ce travail de thèse, ce qu on a appellé la méthode inverse et la nouvelle approche de modélisation. Nous finissons ce mémoire avec des conclusions sur nos modèles et les perspectives de ce travail. 11

INTRODUCTION GÉNÉRALE 12

Chapitre 1 La modélisation CEM au niveau composant 1.1 Introduction Depuis le 19ème siècle, les différentes découvertes technologiques, telles que l électricité et l électronique, ont permis d entrer dans une nouvelle ère grâce à l apparition et le développement de multiples applications, aujourd hui indispensables dans notre quotidien. On peut ainsi parler des systèmes électroniques embarqués, constitués principlament par des microcontrôleurs pilotés par un logiciel. Ces systèmes embarqués sont utilisés pour la plupart dans les domaines automobile, aéronautique et des télécommunications. La Fig. 1.1 présente une voiture considérée comme un système complexe avec un câblage et des systèmes électroniques embarqués. Fig. 1.1 Exemple d appareils électroniques et câbles présents dans une voiture Ces systèmes sont principalement soumis à 4 contraintes [1] : l espace mémoire, la consommation énergétique, le temps de réponse et la fiabilité. Ce sont des systèmes critiques car 13

en fonction de leurs applications, ils peuvent mettre en danger des vies humaines et compromettre d importants investissements. Une des problématiques à prendre en compte pour assurer le bon fonctionnement des systèmes électroniques embarqués est la Compatibilité ÉlectroMagnétique ou CEM. La CEM caractérise le comportement électromagnétique des appareils électroniques pour éviter les interactions entre dispositifs. Dans cette discipline, deux aspects entrent en jeu : l émission électromagnétique (ne pas émettre au-delà d un certain niveau) et l immunité (aptitude à supporter des perturbations électromagnétiques en dessous d un certain niveau) [2]. Les ingénieurs des entreprises concernées par les problématiques de CEM s intéressent de plus en plus à la modélisation des comportements électromagnétiques avec comme objectif de prévoir les possibles dysfonctionnements de leurs produits avant même la phase de réalisation. Cela permet de diminuer les coûts et d améliorer la fiabilité des appareils. Plusieurs modèles ont été proposés pour décrire les émissions et l immunité conduites et rayonnées. Dans la première partie de ce chapitre, les concepts relatifs à la CEM comme la définition, la normalisation et le traitement des problèmes seront abordés plus en détail. Dans la deuxième partie, la modélisation des composants, et plus spécifiquement le modèle ICEM, seront présentés. Ce modèle caractérise les émissions, tant conduites que rayonnées. Ce travail de thèse s insère dans cette dernière thématique : proposer un modèle pour caractériser les émissions rayonnées des composants électroniques. Un état de l art sur les différentes approches de modélisation proposées par les laboratoires sera effectué. 1.2 La compatibilité électromagnétique 1.2.1 Définition de la CEM La CEM décrit l aptitude d un appareil ou d un système à fonctionner de façon satisfaisante dans son environnement électromagnétique, et sans produire lui-même des per- 14

turbations électromagnétiques intolérables pour qui que ce soit dans cet environnement (définition de la CEI/CSPIR) [2]. La CEM aborde la problématique des interférences entre systèmes de deux façons bien distinctes 1.2 : Fig. 1.2 Concept d émission et d immunité Il y a tout d abord l émission : un dispositif électronique ne doit pas atteindre des niveaux d émissions de signaux susceptibles de perturber les systèmes se trouvant dans son environnement immédiat. Les émissions peuvent être de nature conduite, si elles transitent via un câble relié au dispositif perturbateur ou de nature rayonnée, s il s agit de champs électromagnétiques qui se propagent à travers l espace. Il y a ensuite l immunité : un dispositif doit pouvoir faire face à des agressions provenant de systèmes se trouvant à proximité. De la même façon que pour les émissions, les perturbations peuvent arriver au dispositif aussi bien en conduit que par rayonnement. 1.2.2 La normalisation en CEM Compte tenu du nombre de dispositifs électroniques existants, les conséquences dues à des possibles dysfonctionnements pourraient être graves si la CEM n était pas prise en compte. Dans un premier temps, les autorités de chaque pays avaient approuvé des normes fixant des seuils d émission et des niveaux de protection aux appareils électroniques pour éviter 15

les interférences avec les systèmes de radiodiffusion. Néanmoins, avec l évolution technologique, il est devenu nécessaire de développer ces normes à tout système électronique susceptible de perturber et d être perturbé. Devant l accroissement de l espace européen et la mise en place de la libre circulation des produits, une nouvelle procédure d harmonisation des règles techniques nationales, dite «Nouvelle Approche» a été définie en 1985. Une vingtaine de directives (générales et spécifiques des familles de produits) ont été créées, les «Directives Nouvelle Approche». Losque le produit respecte les exigences essentielles, ainsi que les procédures d évaluation de la conformité avant la mise sur le marché, prévue par les directives, le fabricant appose, souvent sous sa responsabilité, le marquage «CE» (Conformité Européenne) et le produit bénéficie alors de la libre circulation dans l ensemble du marché européen. Aujourd hui le marquage CE concerne plus de 30% de la production industrielle des secteurs électrique, électronique et des machines [3]. Pour satisfaire aux exigences européennes, les fabricants de produits électroniques disposent de diverses alternatives : effectuer des essais afin de les mettre en conformité dès la phase de fabrication, faire appel à un organisme pour qu il réalise des mesures de type CE ou bien recourir à un système d assurance qualité approuvé par un organisme notifié et qui prend en compte les différentes phases de conception, fabrication, contrôle final du produit et essais [3]. Les organismes qui s occupent de la normalisation sont présentés dans le tableau suivant, selon le domaine et le territoire dans lequel ils sont compétents [4]. DOMAINES NIVEAU Électricité Autres Électrotechnique Télécommunications domaines Électronique Mondial CEI CCITT ISO Européen CENELEC ETSI CEN Français UTE AFNOR Tab. 1.1 Organismes de normalisation 16

1.2.3 CEM des composants Quatre types d entreprises sont principalement concernés par la CEM : Les constructeurs : fabricants de systèmes complets Les équipementiers : firmes industrielles fabriquant des équipements, utilisateurs et intégrateurs de cartes électroniques Les concepteurs : entreprises chargées du design et du développement de cartes électroniques Les fondeurs : fabricants de circuits intégrés Les fondeurs fournissent leurs composants aux concepteurs qui vendent ensuite leurs produits aux équipementiers. Enfin, ces derniers procurent leurs dispositifs aux constructeurs pour le système complet. Toutes ces entreprises ont ainsi une relation de clients de type client - fournisseur les unes envers les autres. Pour assurer le bon fonctionnement du système final, des tests CEM correspondant aux directives doivent être effectués. Pour garantir ces directives, les constructeurs spécifient leurs contraintes CEM dans le cahier des charges fourni aux équipementiers qui à leur tour déclinent les exigences au niveau des concepteurs. De la même façon, les concepteurs exigent certaines spécifications aux fondeurs. Selon Fig. 1.3, l industriel a tout intérêt à tenir compte de la CEM au plus tôt dans la phase de conception du produit. Fig. 1.3 Nombre de techniques et coût de prise en compte de la CEM en fonction de l avancement du projet [5] 17

Plus un produit est avancé et plus les mises en conformité alourdissent son prix de revient. De plus, il est plus aisé de prévenir les problèmes de CEM pendant la phase de conception que lors de la phase de certification. On déduit donc que les entreprises seront d autant plus intéressées à considérer la CEM durant la conception que lors de la phase de certification. Pour traiter la CEM dès la phase de conception, les industriels utilisent des logiciels de simulation de différentes natures selon les objectifs (de type «circuit» ou bien de type «calcul») [6]. Les simulateurs de type «circuit» sont utilisés pour la caractérisation du régime parasite des composants électroniques. Il s agit de simulateurs électriques qui utilisent des composants passifs (R, L, C), actifs ou résolvent des systèmes d équations différentielles. Les simulateurs de type «calcul» sont plutôt utilisés pour le calcul des champs rayonnés. Ces simulateurs peuvent être analytiques ou numériques. Pour les couplages capacitifs, mutuels, etc [7], les deux types de simulateurs, calcul et circuit, peuvent être employés. Pour utiliser ces simulateurs, il est nécessaire de disposer de modèles équivalents qui représentent le comportement électromagnétique des composants électroniques. Ainsi, selon le phénomène à caractériser, un type de modèle ou un autre sera requis. Les modèles de composants vont donc servir à la modélisation de cartes électroniques, qui à leur tour vont servir à modéliser le système complet (Fig. 1.4). Fig. 1.4 Intérêt de la modélisation au niveau des composants 18

Cette problématique «modélisation» concerne tout particulièrement Thales Air Systems (TR6) et est à l origine de cette thèse menée entre cet industriel et l IRSEEM (Institut de Recherche en Systèmes Electroniques EMbarqués) dans le cadre de la filière Normandie AéroEspace. Dans la section suivante, la problématique de TR6 et les objectifs de cette étude sont présentés. 1.2.4 La problématique de Thales Air Systems 1.2.4.1 Introduction Si les structures à modéliser sont suffisamment simples, elles peuvent être dessinées facilement avec des logiciels de simulation 3D. En revanche, s il s agit de structures complexes avec des composants dont on ne dispose pas des schémas électroniques internes (comme par exemple les circuits intégrés), le fait de disposer de bons modèles équivalents est impératif. 1.2.4.2 Les T/R modules de Thales Air Systems Thales Air Systems conçoit et fabrique des modules émetteurs-récepteurs (T/R modules) pour des applications radars, civiles et militaires. Trois principaux paramètres caractérisent les propriétés des radars : La portée ou distance maximale de détection de cibles. La fiabilité ou le temps passé entre deux défaillances. La stabilité des pulses émis par un radar. Ces 3 caractéristiques doivent être parfaitement maîtrisées pour garantir le bon fonctionnement du système. L architecture des T/R modules peut varier légèrement en fonction du type de radar pour lequel ils ont été conçus, néanmoins tous les modules présentent pratiquement la même architecture (Fig. 1.5) [8]. Pour déployer cette architecture, le T/R module est généralement composé de 3 cartes électroniques : la carte de commande et de contrôle, la carte hyperfréquence et la carte d alimentation. 19

Fig. 1.5 Architecture du T/R module [8] La carte de commande et de contrôle La carte de commande et de contrôle récupère du système de gestion radar (BSU : Built in test System Unit) des informations sur la fréquence du signal RF, le déphasage, l atténuation de la voie réception, le mode de fonctionnement du module... et inversement, elle renvoie des informations sur l état du module. La carte hyperfréquence La carte hyperfréquence est composée de deux voies : une d émission et une de réception. La voie d émission amplifie le signal RF et la voie de réception commence à traiter le signal reçu en limitant notamment sa puissance afin de ne pas endommager le reste de la chaîne de réception. Ces deux voies sont placées à proximité l une de l autre, c est pourquoi des précautions significatives doivent être prises pour éviter d éventuels couplages de puissance de la voie d émission vers la voie de réception. La carte d alimentation La carte d alimentation fournit les tensions continues nécessaires pour polariser les transistors présents sur la carte hyperfréquence et alimenter les circuits intégrés de la carte de commande et de contrôle. Ces tensions sont obtenues à l aide de convertisseurs AC- DC, DC-DC ; des alimentations à découpage sont alors utilisées. Les transistors ne sont pas alimentés continûment, ils ne sont en effet polarisés que pendant la phase d émission pour : Éviter une consommation électrique excessive 20

Améliorer la dissipation de puissance thermique Assurer la fiabilité des transistors Éviter les éventuels couplages entre les voies d émission et de réception Pendant l émission, la carte d alimentation doit être également isolée du secteur pour ne pas soumettre les tensions de polarisation des transistors hyperfréquences à des impuretés. La carte l alimentation charge des capacités réservoirs pendant la phase de réception du radar et pendant la phase d émission ces capacités se déchargent dans la chaîne d amplification hyperfréquence (Fig. 1.6). Fig. 1.6 Système d alimentation des différentes parties du T/R Module [8] 1.2.4.3 Le T/R Module Master [8] Dans le T/R Module Master, les 3 cartes décrites précédemment sont séparées par la mécanique du boîtier : d un côté on trouve le circuit hyperfréquence et de l autre la carte alimentation et la carte de commande. Le T/R Module Master est donc composé d une électronique complexe placée dans un espace réduit, réalisant différentes fonctions qui travaillent à basses et hautes fréquences au sein d un même boîtier (du 50Hz jusqu à 3GHz). Une photographie du T/R module Master est présentée sur la Fig 1.7. 21

Fig. 1.7 T/R Module Master avec la partie hyperfréquence (à gauche) et la partie alimentation et carte de commande (à droite) Sur la carte d alimentation sont implantés de nombreux composants tels que des selfs, des transformateurs et des transistors utilisés pour le découpage de l alimentation. Ces éléments sont susceptibles de rayonner et par là même de devenir sources de perturbations électromagnétiques pour le T/R module. Afin d empêcher tout couplage indésirable, il est alors intéressant de maîtriser le comportement électromagnétique de ces éléments. Les analyses concernant la CEM deviennent alors impératives. Ces problématiques, communes à de nombreux industriels, demandent de prévoir l influence des composants sur leurs voisins ainsi que sur le boîtier. Thales Air Systems souhaite alors disposer de modèles de composants en rayonné afin de prévoir, dès la phase de conception, le rayonnement et le couplage de ces éléments avec leur environnement. Pour répondre à ces besoins, nous nous sommes intéressés tout d abord aux selfs toriques utilisées habituellement dans les cartes d alimentation à découpage (Fig 1.8). Fig. 1.8 Self torique «Serdi» Dans la deuxième étape de l étude, des composants plus complexes, comme par exemple des microcontrôleurs, seront modélisés. Finalement, une caractérisation du couplage entre composants est effectuée. 22

1.2.4.4 Objectif de l étude Le but principal de cette étude est d obtenir un modèle équivalent simple qui caractérise les émissions rayonnées des composants électroniques, aussi bien en champ proche qu en champ lointain, toujours en considérant le composant comme une boîte noire, c est-à-dire, sans disposer d information sur lui, comme par exemple son schéma électrique interne. Le modèle doit être générique à n importe quel type de composants, indépendamment de sa nature (composant actif ou passif). De plus, le modèle doit pouvoir être inséré dans des outils commerciaux de simulation électromagnétique 3D pour étudier ainsi le couplage du modèle avec d autres composants environnants. Dans la partie suivante, un état de l art sur les modèles déjà existant pour la caractérisation des émissions électromagnétiques est présenté. 1.3 La modélisation de composants électroniques en émission 1.3.1 Introduction Les composants électroniques sont devenus plus perturbateurs et plus sensibles aux perturbations provenant de leur environnement en raison de l augmentation de la fréquence d horloge, de l intégration de centaines de millions de portes logiques et de la réduction des tensions d alimentation. Il devient ainsi de plus en plus intéressant de modéliser le comportement électromagnétique en émission et en immunité, aussi bien en conduit qu en rayonné. La modélisation a 2 objectifs principaux : la réduction du coût grâce à l intégration des contraintes CEM dans la conception assistée par ordinateur et l amélioration du fonctionnement des composants. La modélisation permet donc de réduire les étapes de tests et de certification de l équipement tout en améliorant la fiabilité des composants, ceci grâce à l analyse des phénomènes électromagnétiques complexes qui apparaissent dans la structure 23

avant même la conception de la carte. Une contribution importante à la modélisation des composants provient du groupe IBIS (I/O Buffer Information Specification), qui proposait un standard pour décrire la performance électrique des structures d entrée/sortie de circuits intégrés au début des années 90. En 1997, au Japon une «EMC task force» nommée Working Group 6 (WG6) a été mise en place avec objectif de promouvoir l étude de la modélisation et la simulation des circuits intégrés. Parallèlement, en France, un projet de recherche a été lancé entre 1997 et 2000 entre partenaires industriels sous la direction de l «European Institute of Research on Electronics for Transports (IERSET)» pour développer dans un premier temps un modèle d émission et ensuite l adapter pour qu il puisse être utilisé aussi pour l immunité. Il s agit du modèle ICEM (Integrated Circuit Electromagnetic Model) qui a été proposé comme standard entre 1998 et 2000 par le groupe français de standardisation UTE (Union Technique de l Électricité) [9]. Il existe également un deuxième modèle consacré uniquement à l immunité, le modèle ICIM (Integrated Circuit Immunity Model). Néanmoins, ce travail de thèse étant centré sur les émissions, seul le modèle ICEM sera abordé. 1.3.2 Le modèle ICEM en conduit 1.3.2.1 Introduction Le modèle ICEM est un modèle comportemental qui décrit les émissions électromagnétiques des circuits intégrés (IC). Le modèle peut avoir deux configurations différentes, ICEM en conduit pour la modélisation des lignes d alimentation et des entrées/sorties et ICEM en rayonné. Néanmoins, selon l objectif pour lequel ils sont construits, on peut trouver 3 types de modèle ICEM, comme on peut le voir sur la Fig. 1.9 [10] 24

Fig. 1.9 Les 3 types de modèles ICEM existants Le modèle en conduit est un modèle assez utilisé par les industriels et sa validité a déjà été prouvée dans plusieurs travaux. Dans une première phase de notre étude sur les émissions électromagnétiques, ce modèle a été appliqué à une carte électronique comprenant un microcontrôleur. Des outils pour l obtention de chacune des parties du modèle ont ainsi été développés à l IRSEEM, ces moyens de caractérisation sont présentés dans cette section. Le modèle ICEM en rayonné est en cours de normalisation par le groupe UTE et les données d entrée sont fournies par différents laboratoires. Parmi celles-ci, deux approches ont été proposées pour normalisation comme le modèle ICEM. Les différents modèles d émission rayonnée seront détaillés dans la section suivante. 1.3.2.2 Modélisation des émissions conduites Le modèle ICEM en conduit est un modèle comportemental de type «circuit». Il est composé de deux sous-modèles, le PDN (Passive Distribution Network) et la IA (Internal Activity) décrits par la suite (Fig 1.10). 25

Fig. 1.10 Différentes parties du modèle ICEM Le sous-modèle PDN Le réseau passif d impédances décrit la structure interne d alimentation (pour l ICEM des lignes d alimentation) ou la distribution des entrées/sorties (pour l ICEM des entrées/sorties). Il est composé des impédances passives (résistances, condensateurs et selfs) qui représentent le comportement de la capacité de découplage, le «bonding» ou fil de câblage(rv dd, Lv dd, Rv ss, Lv ss ), les interconnexions et les éléments parasites du boîtier (Rpack, Lpack). Le sous-modèle IA L Activité Interne est composée par une source de courant parasite qui décrit l activité interne des structures analogiques, digitales et d entrée/sortie. Chacune des deux parties qui composent le modèle est obtenue séparément à l aide de différentes méthodes de mesure présentées ci-après. Les méthodes explicitées ci-dessous font référence à l obtention d ICEM pour les broches d alimentation, mais la procédure de mesure est la même si l on souhaite obtenir le modèle ICEM pour les lignes d entrée/sortie. Méthodes de mesure pour la détermination du PDN Pour l obtention du réseau passif d impédances des lignes d alimentation, l impédance entre le V dd et le V ss du circuit intégré est mesurée avec un analyseur de réseau vectoriel 26

(VNA) à l aide d une sonde connectée directement sur les broches du Circuit Intégré (CI) (Fig. 1.11). Cette sonde peut être fabriquée avec un câble coaxial prolongé de deux brins métalliques : l un soudé sur l âme centrale, l autre sur la masse du câble coaxial. D autres types de sondes sont aussi utilisées pour mesurer le PDN [11]. Fig. 1.11 Configuration de la mesure du Réseau Passif d Impédances Un exemple de résultats que l on peut obtenir avec l analyseur de réseau vectoriel est présenté sur la Fig. 1.12. Avec cette mesure, les valeurs des impédances qui composent ce réseau sont calculées à l aide des formules qui se trouvent sur la même figure [10]. Fig. 1.12 Exemple de calcul du PDN entre 2 broches V dd -V ss d un composant Méthodes de mesure pour la détermination de la IA Pour la mesure de l activité interne, il faut d abord obtenir le courant externe au composant dans les broches V dd et V ss. Ensuite, le courant interne est déterminé à partir de ce courant et du réseau d impédances selon Fig.1.13 [11]. 27

Fig. 1.13 Obtention de la IA à partir du réseau d impédances et du courant externe Pour la mesure du courant externe, le standard IEC 61967 peut être utilisé. Ce standard est composé de 6 parties : IEC 61967-1 : Integrated Circuits, Measurement of electromagnetic emissions, 150kHz to 1GHz, general conditions and definitions IEC 61967-2 : TEM cell method IEC 61967-3 : Surface scan method IEC 61967-4 : Direct coupling method (1Ω/150Ω method) IEC 61967-5 : Workbench Faraday Cage method IEC 61967-6 : Magnetic probe method La méthode la plus utilisée pour l obtention du modèle ICEM est la méthode «Direct coupling method (1Ω/150Ω method)», et plus particulièrement la méthode 1Ω (la méthode 150Ω est plus conseillée pour l obtention du modèle ICEM des entrées/sorties). Le principe de cette méthode consiste à mesurer le courant qui traverse une résistance de 1Ω selon le montage présenté dans la Fig.1.14. Fig. 1.14 Schéma de mesure de la méthode 1Ω 28

Pour la mise en place de cette méthode de mesure, le microcontrôleur doit être monté sur une carte qui contient les résistances et le connecteur requis [12] ou bien qui possède uniquement le connecteur dans le cas où la sonde incorpore déjà les résistances souhaitées [13]. Pour ce deuxième cas, une sonde de calibrage et une sonde de mesure ont été développées à l IRSEEM pour la mesure du courant externe conduit (Fig.1.15). Fig. 1.15 Sonde de mesure et de calibrage pour la méthode 1Ω La sonde de calibrage est utilisée pour simuler la piste et le connecteur de la carte électronique qui sont contenus sur la carte électronique. Avec cette configuration, on est capable de calibrer la sonde pour disposer, lors des mesures, de la vraie valeur de courant sur la broche de sortie du composant. Les schémas électriques de chacune des deux parties (sonde de calibrage et sonde 1Ω) sont spécifiés sur la Fig.1.16. Fig. 1.16 Circuit équivalent pour le calibrage de la sonde 1Ω La méthode «Magnetic probe method» ou «sonde magnétique» a aussi été utilisée pour obtenir le courant de sortie d un circuit intégré [13]. Cette deuxième méthode consiste à obtenir le courant conduit qui circule dans une broche du CI mais de façon rayonnée, c est-à-dire, à l aide d une sonde sensible au champ magnétique rayonné. Le montage de cette méthode de mesure est schématisé Fig. 1.17. 29

Fig. 1.17 Schéma de mesure de la méthode «Sonde magnétique» La mesure est effectuée à l aide d une boucle de faible surface positionnée au-dessus de la piste reliée à la broche du composant. La sonde doit être préalablement calibrée en utilisant, par exemple, un circuit passif simple qui dispose d un rayonnement connu analytiquement ou par simulation électromagnétique, comme par exemple un câble au-dessus d un plan de masse (1.18). Fig. 1.18 Câble au-dessus d un plan masse utilisé pour le calibrage Pour le calcul du courant existant sur la piste reliée à une broche du CI, soit le théorème d Ampère (1.1) soit la loi de biot et Savart (1.2), plus générale, peut être utilisé. Dans les deux cas, la théorie des images est utilisée selon Fig. 1.19. 1 H = i( 1 ) (1.1) 2πR 1 2πR 2 dh = 1 J s u AM ds Js = i z (1.2) 4π AM 2 S 30

H = L z= L R r=0 2π θ=0 1 J s u AM rdθdrdz (1.3) 4π AM 2 Fig. 1.19 Configuration du câble au-dessus du plan masse avec son image L utilisation de l une ou de l autre expression va dépendre de la structure sur laquelle circule le courant à déterminer. Si cette structure est symétrique (par exemple un câble au-dessus d un plan de masse), les résultats obtenus avec le théorème d Ampère et la loi de Biot et Savart sont identiques. En revanche, si la structure est une ligne microruban, les résultats obtenus avec la loi de Biot et Savart sont plus précis, spécialement quand les mesures sont effectuées à une très faible distance de la piste [13]. Les deux graphiques de la Fig. 1.20 présentent des résultats du calibrage de la sonde. Sur celui de gauche, un courant est injecté dans un câble au-dessus d un plan de masse (en rouge). On arrive alors à retrouver ce courant (axe des ordonnées) à partir des mesures réalisées avec l analyseur de spectre à différentes distances sonde-piste (axe des abscisses), du facteur d antenne FA(V=FA H, avec FA=Sωµ où S est la surface de la boucle, ω la pulsation et µ la perméabilité) et de l utilisation du théorème d Ampère (en vert) ou de la loi de Biot et Savart (en bleu). Sur le graphique de droite, la même démarche a été suivie mais avec une ligne microruban. Quand on s éloigne de la ligne, les résultats obtenus avec les deux expressions s équivalent dû au fait que la ligne microruban est vue comme 31

une structure symétrique à mesure que la distance entre la sonde et la ligne devient plus significative. Fig. 1.20 Résultats du calibrage de la sonde Il est aussi possible d apprécier un deuxième phénomène qui dépend de la hauteur audessus du DST (Dispositif Sous Test) sur lequel les mesures ont été effectuées. Ainsi, à mesure que l on s éloigne du dispositif, les résultats du courant se rapprochent plus de la valeur réellement injectée à la ligne. Cela peut s expliquer par le fait que le couplage capacitif existant entre la petite boucle faisant office d antenne et le dispositif diminue avec la distance. Ainsi, pour réaliser une mesure facilement exploitable, il serait préférable de se placer loin du DST, tout en restant cependant suffisamment proche pour que le récepteur de mesure puisse détecter le champ capté par la sonde de mesure. Même si différents facteurs peuvent perturber l obtention de bons résultats avec l utilisation de la méthode «Sonde Magnétique», comme par exemple le facteur d antenne ou le couplage entre l antenne et le dispositif [13], l avantage principal de cette méthode est qu il n est pas nécessaire de disposer d une carte constituée de pistes, connecteurs et résistances additionnels pour obtenir le courant (comme avec la méthode 1Ω). La mesure peut être effectuée directement sur le composant monté sur la carte électronique. Un exemple de résultats obtenus sur un microcontrôleur en comparant les deux méthodes (1Ω-Sonde Magnétique) est présenté Fig.1.21 uniquement pour la fréquence de 11MHz. 32

Fig. 1.21 Comparaison des résultats obtenus avec la méthode 1Ω et la méthode Sonde Magnétique 1.3.2.3 Conception du modèle ICEM Dans la première version du standard [14] on peut trouver un exemple du modèle ICEM d un CI extrait à partir de la mesure de 2 paires V dd -V ss, exemple présenté sur la Fig.1.22. Fig. 1.22 Exemple de modèle ICEM de 2 paires V dd -V ss Quand il s agit de caractériser les émissions d un composant électronique, il est non seulement important de connaître les émissions parasites conduites du dispositif mais aussi son rayonnement, pour pouvoir ainsi prévoir les éventuels couplages de champ entre éléments qui se trouvent à proximité. C est pour cela qu il est également primordial de disposer d un 33

modèle pour décrire les émissions rayonnées. Dans la section suivante, un état de l art des différents modèles rayonnés existant à l heure actuelle est présenté. 1.3.3 Modélisation des émissions rayonnées : état de l art 1.3.3.1 Introduction Dans la littérature recente, différentes approches ont été utilisées pour obtenir des modèles qui caractérisent le rayonnement des dispositifs électroniques, comme les approches relatives aux réseaux de dipôles ou lignes de courant avec différentes démarches d obtention de leurs paramètres, la méthode des réseaux de neurones ou bien la méthode du spectre d onde plane. Ces différentes approches sont utilisées pour des objectifs divers (habituellement pour l obtention du champ lointain à partir du champ proche). Ces méthodes peuvent être classifiées en trois catégories : les modèles basés sur des sources équivalentes, les modèles mathématiques qui proposent le passage du champ proche au champ lointain et les méthodes de caractérisation du rayonnement en relatif dans un environnement spécifique. Dans la suite du mémoire, une brève description de chaque méthode sera présentée. 1.3.3.2 Modèles basés sur des sources équivalentes Ces types de modèles ont été très utilisés pour plusieurs applications, comme les antennes ou la CEM, pour leur simplicité et leurs bons résultats. Le principe de la méthode est basé sur un réseau de dipôles (électriques, magnétiques ou les deux combinés) qui a le même rayonnement que le dispositif étudié (Fig. 1.23). La façon selon laquelle les différents paramètres du modèle (nombre de dipôles et position, courant et orientation de chaque dipôle) sont obtenus varie en fonction des objectifs que l on souhaite atteindre. Habituellement, le modèle est construit à l aide de mesures du champ magnétique/électrique proche. Le groupe de standardisation UTE a considéré cette approche pour la standardiser comme modèle ICEM rayonné. Le modèle considéré est basé sur un réseau de dipôles placés ma- 34

Fig. 1.23 Modèle basé sur un réseau de dipôles qui rayonne le même champ que le composant nuellement sur la source et qui fournit le même champ magnétique rayonné que le dispositif sous test pour une fréquence donnée et pour une activité spécifique du composant. Pour que le modèle soit valide sur toute une bande de fréquences, un réseau de dipôles pour chaque harmonique est développé (Fig.1.24). Fig. 1.24 Exemple d un modèle de dipôles placés manuellement Pour l obtention du modèle (position des dipôles et amplitude du courant), un banc de mesure champ proche est utilisé pour effectuer des cartographies de champ, selon le standard IEC 61967-3 (Integrated Circuits, Measurement of electromagnetic emissions, 150kHz to 1GHz : Surface scan method). Cette méthode est basée sur la mesure de champs proches électriques/magnétiques à l aide de petites sondes, électrique ou magnétique, en faisant un balayage au-dessus du dispositif à une hauteur très proche [15]. Les résultats de la mesure sont stockés dans un PC, qui contrôle aussi le déplacement de la sonde. La résolution atteinte avec cette méthode est liée à la précision mécanique du système de positionnement et à la taille de la sonde. Pour l obtention de la position et de l amplitude du courant des dipôles, la composante z du champ magnétique rayonné est mesurée avec une sonde, une boucle dont la normale est parallèle à l axe z selon Fig. 1.25, le circuit étant dans le plan XY. Compte tenu de la direction du champ magnétique généré par un fil de courant, l amplitude du champ 35

mesuré sera localisée de part et d autre du fil. Fig. 1.25 Mesure de la composante z du champ H À partir de cette information, les lignes de courant sont placées entre 2 maxima de champ magnétique. De la même façon, on utilise les composantes x et y en plaçant les lignes de courant sur les maxima de champ magnétique [16]. Ce modèle présente cependant quelques limitations : Les dipôles sont placés manuellement selon les maxima de la cartographie et le courant est déterminé de façon visuelle. Il est donc nécessaire d automatiser et d améliorer le processus pour disposer d un modèle plus facile à utiliser. Pour calculer la valeur du courant qui circule sur chaque dipôle (uniquement l amplitude du courant, les dipôles étant supposés en phase), seule l amplitude du champ magnétique est nécessaire. Par conséquent, le modèle est capable de fournir l amplitude des 3 composantes du champ magnétique mais pas la phase. L amélioration de ce modèle devient donc nécessaire pour la création d un modèle précis, i.e. proche de la réalité. Pour obtenir l emplacement des dipôles et le courant d une façon non-manuelle, certains auteurs proposent différentes techniques. La première de ces techniques est utilisée pour la modélisation de circuits intégrés, elle est aussi basée sur l utilisation des dipôles de courant élémentaires à l aide de mesures champ proche [17]. Dans cette étude, le modèle équivalent est formé de dipôles placés sur les pistes, au-dessus des lignes d alimentation V dd et V ss. La disposition de ces dipôles est donnée par le modèle IBIS du composant et le courant qui traverse chaque piste (lead) est fourni par le modèle ICEM conduit selon la Fig.1.26. 36

Fig. 1.26 Méthode de modélisation des émissions rayonnées à l aide du modèle ICEM conduit et du modèle IBIS [17] Ce modèle est capable de fournir de bons résultats, son seul inconvénient étant la nécessité, avant de pouvoir obtenir le modèle rayonné, de disposer des deux modèles, IBIS et ICEM. De plus, le composant ne peut être considéré comme une boîte noire car il est indispensable de connaître la disposition interne des pistes. En outre, ce modèle ne peut pas être appliqué à toute sorte de composants car il est dédié à certains circuits intégrés. Une approche très similaire à la méthode des «dipôles équivalents» est celle basée sur un courant surfacique équivalent selon la Fig.1.27 où chaque pseudo-ligne ou ligne avec un courant surfacique est associée à une source sinusoïdale et l espacement des pseudo-lignes est déterminé par l intervalle utilisé dans la mesure champ proche [18]. Fig. 1.27 Réseau de pseudo-fils pour modéliser une source de courant surfacique [18] 37

Dans ce cas, l objetif de l étude est la prédiction du champ magnétique quand un objet conducteur est introduit à proximité du DST, par exemple un PEC (Perfect Electric Conductor) (Fig. 1.28). Fig. 1.28 Procédure de prédiction du champ magnétique en présence d un PEC [18] La procédure de modélisation requiert une mesure du champ proche pour l obtention du courant équivalent et ensuite, le DST est remplacé par le courant équivalent dans une simulation FDTD (Finite Difference Time Domain) où le PEC est inséré. Cette méthode a été testée à une hauteur maximale de 6mm avec de bons résultats. Dans la littérature on trouve également d autres auteurs qui utilisent cette même méthode de dipôles équivalents, soit électriques [19], soit magnétiques [20] [21] pour l obtention du champ lointain à partir du champ proche pour des application d antennes. Dans ces études, la méthode du gradient conjugué est utilisée pour l obtention des paramètres du modèle. Une deuxième approche également utilisée pour l obtention des paramètres du modèle est basé sur des algorithmes métaheuristiques, et notamment les algorithmes génétiques [22] [23]. Bien que ces algorithmes fournissent de bons résultats, selon la manière dont ils sont utilisés le temps de calcul peut devenir assez long (4 heures pour l étude présentée en [22]). 38

1.3.3.3 Modèles mathématiques du passage champ proche - champ lointain Réseaux de neurones Un réseau de neurones ou Artificial Neural Network est un modèle de calcul dont la conception est inspirée du fonctionnement de vrais neurones. Il a été appliqué à la prédiction des émissions d un PCB pour identifier différentes configurations selon le nombre de lignes imprimées, les dimensions... à partir du spectre du champ proche et du champ lointain [24]. Un réseau de neurones est composé d une série de couches (i), formées de Ni neurones qui prennent leurs entrées sur les Ni-1 neurones de la couche précédente. Les opérations qui s effectuent sur chaque couche équivalent à multiplier le vecteur d entrée par une matrice de transformation. Enchaîner les différentes couches revient à mettre en cascade plusieurs matrices mais comme la fonction de sortie de chaque couche introduit une non linéarité, les matrices de transformation cascadées ne peuvent pas se ramener à une seule matrice (un réseau de neurones dont les sorties sont linéaires n a aucun intérêt) [25]. La structure d un neurone est donnée Fig. 1.29. Fig. 1.29 Structure d un neurone [25] Fonction de combinaison : fonction du genre vecteur-à-scalaire. Il en existe de différents types, comme par exemple les MLP (Multi-Layer Perceptron) ou les RBF (Radial Basis Function). Fonction d activation : fonction qui introduit une non-linéarité dans le fonctionnement du neurone. Généralement il existe un seuil qui active le neurone. Si l entrée est 39

en dessous de ce seuil, le neurone est non-actif. Aux alentours le neurone est en phase de transition tandis qu il est actif au-dessus du seuil. Les réseaux de neurones sont généralement optimisés par des méthodes d apprentissage à l aide d un algorithme «d entraînement» qui modifie les poids synaptiques en fonction du jeu de données présent en entrée du réseau. La notion d apprentissage engendre 2 réalités : la mémorisation des nombreux exemples et la généralisation, pour être capable de traiter des exemples distincts, encore non rencontrés, mais similaires. Donc si l entraînement est correctement réalisé, le réseau est capable de fournir des réponses en sortie très proches des valeurs d origine du jeu de données d entraînement. Dans le domaine des émissions électromagnétiques, le réseau de neurones a été appliqué à l identification de plusieurs topologies de PCBs (avec des pistes de différente taille, longueur, angle, rayon et nombre) à partir d émissions rayonnées (aussi bien en champ magnétique proche qu en champ électrique lointain) [24] et à la prédiction du champ lointain à partir du champ proche. Le processus d identification est divisé en 2 phases d apprentissage : 1. Apprentissage du réseau pour l identification des différentes configurations de PCBs. L apprentissage s effectue à l aide des mesures de champ (proche et lointain) de 50 configurations de PCB différentes. Chacune de ces 50 configurations est codifiée avec 6 bits, qui représentent la sortie du réseau. À l entrée, les spectres mesurés en champ proche et en champ lointain sont divisés en 8 parties et chaque portion du spectre est codifiée selon les paramètres d une distribution gaussienne définie par la moyenne (µ), la déviation standard (σ) et la probabilité (Ρ) selon Fig.1.30. P (x) = e 1 2 ( x µ σ )2 σ 2π (1.4) 40

Fig. 1.30 Processus d apprentissage pour l identification des configurations de PCB [24] 2. Apprentissage du réseau pour prédire le champ lointain. Cet apprentissage s effectue à l aide des mesures de champ proche (Fig.1.31). Fig. 1.31 Processus d apprentissage pour l obtention du champ lointain à partir du champ proche [24] Les résultats de cette étude montrent que le réseau est capable d identifier des PCB avec un PEI (Percentage of Error in Identification ou ratio entre le nombre de faux résultats x 100 / nombre de données utilisées pour l apprentissage) variable selon la configuration du réseau, c est-à-dire, le nombre de nœuds d entrée, de sortie ou cachés. Le PEI est moindre (entre 3 et 4%)quand on dispose d une plus grande quantité de nœuds mais en revanche le temps de calcul est plus élevé (entre 4 et 7 heures). Concernant l obtention du champ lointain à partir du champ proche, cette étude montre des différences entre la mesure et la simulation du champ lointain entre 2 et 4dB pour un temps d apprentissage de 3.8 heures. 41

À partir des résultats obtenus par cette application, on conclut que la principale limitation de la méthode du réseau de neurones est l analogie qui doit exister entre la topologie retenue, la complexité du phénomène modélisé et le nombre d exemples pour la phase d apprentissage, qui va influer directement sur le temps d apprentissage du réseau. Spectre d ondes planes La méthode du Spectre d Ondes Planes est principalement utilisée dans le domaine des antennes et elle consiste à appliquer une Transformée de Fourier bidimensionnelle pour obtenir une expression du champ rayonné valable en tout point de l espace tridimensionnel [27] [26]. Dans un milieu linéaire sans sources, homogène et isotrope, en considérant qu on se place assez loin des sources afin d avoir E = 0, et pour des variations temporelles harmoniques, les équations de Maxwell permettent d obtenir l équation de propagation du champ électrique 2 E + k 2 E = 0 (1.5) avec k 2 = ω 2 µɛ jωµσ (1.6) avec respectivement ε, µ et σ la permittivité, la perméabilité et la conductivité du milieu. Si l on se place dans l air, alors σ=0 et : k 2 = ω 2 µɛ (1.7) En coordonnées cartésiennes, la solution de 1.5 est de la forme : E = F (k)e jkr (1.8) H = 1 jωµ E = 1 ωµ k F (k)e jk r (1.9) k = kxˆx + k y ŷ + k z ẑ (1.10) 42

La fonction F (k) représente le vecteur amplitude de l onde et il est connu comme Spectre d onde plane. Utilisant 1.10 dans 1.7, on obtient k 2 x + k 2 y + k 2 z = ω 2 µɛ (1.11) La région est libre de charges, E = 0. Ainsi F z (k) = 1 k z [k x F x (k) + k y F y (k)] (1.12) Pour obtenir une composante de F (k), il est alors nécessaire de disposer des deux autres composantes de F (k). Si on considère que le milieu est linéaire, l expression générale de E et H devient la combinaison linéaire des solutions particulières dans toutes les directions des vecteurs d onde. E(r) = 1 F (k)e jk r dk 4π 2 x dk y (1.13) Les composantes x et y du champ E s écrivent alors sous la forme : et ainsi on obtient F E x (x, y, 0) = 1 F 4π 2 x (k x, k y, 0) e jxkx jyky dk x dk y (1.14) E y (x, y, 0) = 1 F 4π 2 y (k x, k y, 0) e jxkx jyky dk x dk y (1.15) F x (k x, k y, 0) = F y (k x, k y, 0) = E x (x, y, 0) e jxkx+jyky d x d y (1.16) E y (x, y, 0) e jxkx+jyky d x d y (1.17) La transformée de Fourier du champ dans un plan z=d est alors tout simplement F x (k x, k y, d) = e jkzd F x (k x, k y, 0) (1.18) 43

F y (k x, k y, d) = e jkzd F y (k x, k y, 0) (1.19) Ainsi on obtient, dans un plan z quelconque, le champ E(x,y,z) par une simple transformation de Fourier inverse E x (x, y, d) = 1 F 4π 2 x (k x, k y, 0)e jkzd e jxkx jyky dk x dk y (1.20) E y (x, y, d) = 1 F 4π 2 y (k x, k y, 0)e jkzd e jxkx jyky dk x dk y (1.21) À partir de ces équations, on peut conclure que si l on effectue des mesures de champ proche à une distance z=d de la source, il est possible d obtenir le champ à une distance quelconque de la source toujours pour z>d à l aide de F y (k x, k y, d + h) = e jkzh F y (k x, k y, d) (1.22) La démarche de la méthode est résumée dans le graphe 1.32. Fig. 1.32 Principe de la méthode du Spectre d Onde Plane L application de cette méthode est présentée par [28] [29] pour des études principalement d antennes. Cette méthode présente des limitations qui concernent la résolution de problèmes inverses, comme par exemple la divergence des résultats en présence de bruit ou l effet de troncature du champ, dû au fait qu en théorie les limites des intégrales sont infinies mais qu en pratique elles sont finies. Pour palier ces problèmes, différentes techniques sont utilisées, comme le lissage spatial avec l utilisation de fenêtres de pondération, du zéro-padding ou des techniques de régularisation qui réduisent les problèmes de stabilité qui surgissent en présence de bruit dans les composantes spectrales. 44

1.3.3.4 Méthodes de caractérisation du rayonnement en relatif dans un environnement spécifique Dans cette sous-partie la deuxième proposition de standardisation par le groupe français UTE sous le nom de modèle ICEM rayonné est présentée [14]. La méthode est susceptible de caractériser le rayonnement d un composant uniquement dans l environnement d une cellule TEM (Transverse ElectroMagnetic). Cette caractérisation est qualifiée de relative parce qu elle permet de comparer le rayonnement de deux composants en termes de mesures réalisées sur la même cellule dans les mêmes conditions. Cette technique n est donc valable qu en relatif. Cette technique profite des phénomènes de couplage électrique champ proche et par «mutuelle» présents dans la cellule TEM lorqu une mesure est réalisée. Ainsi, le couplage rayonné d un circuit intégré est représenté par une capacité et une mutuelle. Fig. 1.33 Schéma du couplage entre le CI et la cellule TEM Pour obtenir ces impédances, la tension à chaque extrémité de la cellule TEM est mesurée. Les expressions utilisées pour obtenir les impédances utilisent les tensions mesurées ainsi que le courant obtenu à partir du modèle ICEM conduit. Z d (f) = Z g (f) = V d(f) i ICEM (f) V g(f) i ICEM (f) (1.23) (1.24) Pour quantifier le couplage à partir de cette méthode, il est nécessaire de disposer du couplage d un CI, modèle qui va servir de référence pour comparer avec des mesures sur d autres CIs. Néanmoins, l activité logique de chaque CI doit être la même pour pouvoir 45

comparer les impédances de ce modèle. Les deux principaux inconvénients de ce modèle sont : La nécessité de disposer d un composant de référence pour comparer les impédances extraites de mesures d autres composants. La connaissance de l activité interne du modèle ICEM conduit est nécessaire pour quantifier le couplage rayonné. L erreur sur ces impédances peut devenir assez considérable dû au fait que les erreurs accumulées lors des différents calculs et mesures entrent en jeu : une mesure pour obtenir la tension, effectuée avec la cellule TEM, et différentes mesures et calculs pour l obtention du courant interne (mesure du courant externe, mesure et calcul du réseau d impédances passives et finalement calcul pour l extraction du courant interne). 1.3.4 Bilan des différentes méthodes de modélisation La problématique de modélisation des émissions rayonnées pour l obtention du champ proche ou du champ lointain a été abordée par différents laboratoires pour des applications diverses. Toutes ces techniques présentent des avantages et des inconvénients, néanmoins la méthode la plus utilisée pour des applications CEM est la modélisation à partir de réseaux de dipôles équivalents (Tableau 1.2). Actuellement il n existe pas un modèle adapté aux besoins de notre partenaire industriel, c est-à-dire, un modèle général applicable à toute sorte de composants ou même à des cartes électroniques entières, qui soit rapide d obtention et facilement intégrable dans des logiciels de simulation type HFSS (High Frequency Structure Simulator) de Ansoft ou CST (Computer Simulation Technology) Microwave Studio. Cependant, le modèle composé de sources équivalentes semble être une bonne alternative pour notre problématique. En effet, un modèle basé sur des lignes de courant ne demande aucune information particulière sur les caractéristiques du composant (architecture, fonctionnement, technologie, boîtier...). Nous allons donc développer un modèle simple basé sur des lignes de courant et qui remplit toutes les contraintes citées ci-dessus. 46

Tab. 1.2 Bilan des différentes méthodes de modélisation présentées 1.4 Conclusions Les industriels rencontrent de plus en plus de problèmes relatifs à la compatibilité électromagnétique dans leurs systèmes électroniques. Dû au fait que le traitement des contraintes CEM avant la fabrication du produit améliore la qualité du produit et permet de diminuer son coût, les industriels utilisent des logiciels de simulation électromagnétique 2D/3D pour prévoir les possibles défaillances. Pour alimenter ces plate-formes de simulation, les industriels ont souvent besoin de modèles équivalents de composants électroniques. Le modèle ICEM proposé par le groupe français UTE est un modèle en cours de standardisation qui modélise les émissions conduites et souhaite modéliser aussi dans l avenir 47

les émissions rayonnées. Dans la littérature, plusieurs modèles ont été développés pour caractériser les émissions rayonnées, néanmoins, ils ne répondent pas à la problématique de notre partenaire industriel sur ce projet, Thales Air Systems, par rapport à la CEM des composants électroniques présents dans leurs T/R modules. Il est alors nécessaire de développer un modèle générique qui puisse être appliqué à toute sorte de composants (pas uniquement aux circuits intégrés), qui soit simple et facilement intégrable dans des logiciels de simulation commerciaux. Dans le chapitre 2 de ce mémoire, la démarche de développement d un modèle accomplissant les exigences requises est présentée. 48

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