Transmission -:-:- 1. Introduction. 2. Transmissions numériques : généralités

Transmission -:-:- 1. Introduction 2. Transmissions numériques : généralités 3. Modulation numérique (PCM) 3.1. Echantillonnage 3.1.1. Principe 3.1.2. Spectre du signal échantillonné 3.1.3. Conséquences directes 3.2. Quantification et codage. 4. Circuits 2fils/4fils et circuit de voie PCM 5. Multiplexage : le système de base à 2 Mbit/s (E1) 6. Multiplexage (hiérarchie PDH): les systèmes d'ordre supérieur 7. Multiplexage en PDH : principe et mise en oeuvre. 7.1. Affluents plésiochrones, gigue et dérapage 7.2. Principe du multiplexage plésiochrone 8. Système de transmission 8.1. Schéma bloc et jonction (G703) 8.2. Modes de transmission (codes en ligne) 8.3. Régénération et gigue 8.4. Supports et systèmes de transmission. 9. CRC 10. Normes de qualité 11. Transmission 2 fils/4 fils et echo. 12. Plan de transmission 13. Avantages et désavantages de la transmission numérique PCM 14. Recommandations pertinentes 15. Exploitation et maintenance : voir TMN. Annexes : A1 : principaux paramètres et défauts des milieux de transmission A2 : caractéristiques des supports de transmission A3 : spectre du signal échantillonné. A4 : normes pour le codage vocal. PUBLIC NETWORKS Transmission Ed. 3.0. 10/01 Page 1/19

1. Introduction A. Supports : Les principaux supports (ou milieux de transmission) utilisés dans les télécommunications sont les suivants : 1) - Paires symétriques 2) - Paires coaxiales 3) - Fibres optiques 4) - Micro-ondes 5) - Radio Les 3 premiers types de support sont dits guidés ; les 2 derniers sont non-guidés (ondes). Les paramètres typiques d'un milieu de transmission et leurs défauts sont rappelés succinctement dans l'annexe A1. Les caractéristiques essentielles de ces milieux sont rappelées dans l'annexe A2. B. Techniques de transmission 1. Transmission en bande de base/en bande passante. En bande de base, les signaux sont transmis tels que la source les produit. En téléphonie, ce mode est utilisé pour le signal analogique vocal sur les lignes locales d'abonnés ; il a aussi été utilisé dans le passé pour des jonctions de courte distance < 10 km (BF). Le signal numérique doit être mis en forme, adapté au milieu de transmision. On peut distinguer 2 cas : - le signal dont le spectre de fréquences s étend depuis 0 Hz (ou qq Hz) jusqu à une valeur finie (de l ordre du Mhz, en général) est appelé signal en bande de base (ou parfois passe-bas ) et peut être envoyé sur un milieu guidé, comme un câble, sous forme d impulsions ;on parle de modulation d impulsions ( pulse modulation ). - dans les autres cas, le signal en bande de base n est pas adapté à la propagation dans le milieu (e.g. milieux non-guidés : problème d antennes!) etdoit être transporté dans une bande adaptée au milieu et est véhiculé sur une fréquence porteuse ( carrier frequency ); on parle dans ce cas de modulation en bande passante ( band pass modulation ) qui fait appel aux techniques telles que FSK, PSK, ASK et des hybrides. 2. Transmission via modulation et codage. Multiplex Ce point a déjà été abordé dans le chapitre d'introduction. Pour rappel : - Plusieurs communications se partagent le même support (=>économies). - Systèmes analogiques : MUX. fréquence (FDM) - Systèmes numériques : MUX. temporel (TDM) 2 hiérarchies de MUX numériques: PDH ("Plesiochronous Digital Hierarchy") SDH ("Synchronous Digital Hierarchy") 2. Transmissions numériques : généralités La transmission numérique a été conçue au départ pour véhiculer de manière plus économique la téléphonie et donc un signal analogique occupant la bande : 300-3400 Hz (ou des signaux numériques convertis en analogique dans cette bande : e.g. modems). (*) PUBLIC NETWORKS Transmission Ed. 3.0. 10/01 Page 2/19

Pour être transmis numériquement, ce signal analogique doit être préalablement converti en numérique. [Des signaux numériques à la source, convertis en analogique par un modem subiront donc une double conversion]. Un signal numérique original, comme un signal de données, peut lui être injecté directement dans un multiplex numérique. Les différentes techniques mises successivement en oeuvre sont : 1. La modulation numérique ( = numérisation du signal analogique). Conversion d'un signal analogique en un signal numérique (bits) 2 étapes : - échantillonnage : impulsions représentatives du signal - quantification et codage : approximation des signaux par une valeur discrète binaire Types de modulation numérique: - 2 catégories de technique sont utilisées pour représenter numériquement la voix: (1) le codage de la forme d onde (2) le vocasting - le codage de la forme d onde consisteà reproduire le signal vocal par une modélisation numérique de la forme d onde. - le vocasting consiste à reproduire le signal vocal à partir d une analyse mathématique (e.g. FFT) et d une série de paramètres qui décrivent le signal. Dans les 2 cas, on cherche à réduire le débit nécessaire. Dans la catégorie (2), on peut descendre à des débits très bas (e.g. 1,2 kbit/s) (cela reste intelligible mais on n identifie pas nécessairement le locuteur) - à la catégorie (1), appartiennent les techniques suivantes avec des débits de 64 kbit/s, 32, 16 voire 8 kbit/s - MIC (PCM) : Modulation Impulsion Codée (Pulse Code Modulation): - Modulation différentielle - DELTA (Differential PCM) - ADPCM (Adaptative Differential PCM) 2. Le multiplexage (TDM) : voir module d introduction. 3. La transmission du signal numérique Comme décrit au point 1, on utilise les techniques de modulation d impulsions ou en bande passante. Dans le cas d impulsions, le signal numérique est transmis selon un mode de transmission. Le mode définit la relation entre le signal numérique (suite de bits ou de caractères) et le signal physique impulsionnel qui le représente (ex : NRZ, : voir point 8.3). 4. Traitements particuliers. Préalablement à la transmission, des traitements particuliers peuvent être effectués sur le signal : e.g. brouillage ( scrambling ), ajout de bits pour détection et/ou correction d erreurs, chiffrement ( encryption ), 3. Modulation numérique PCM 3.1. Echantillonnage 3.1.1. Principe PUBLIC NETWORKS Transmission Ed. 3.0. 10/01 Page 3/19

- Remplacement d'un signal analogique X p (t) par une suite périodique d'échantillons, c'est-à-dire des signaux identiques à X p (t) pendant une durée T - Prélevé à une fréquence fe(t) [= fréquence d'échantillonnage] (voir fig. 3.1) on peut écrire : X s (t) = X p (t).x e (t) - En vertu du théorème de Shannon, le signal original X p (t) peut être reproduit par le signal échantillonné X s (t) si fe > 2fMAX, fmax étant la fréquence maximum contenue dans le spectre du signal. - Les hypothèses théoriques du théorème ne sont cependant pas vérifiées en réalité : - le spectre de X p (t) doit être borné - la durée T est très brève (T O) - la reproduction nécessite un filtre passe-bas idéal pour éliminer les fréquences f > 0,5 fe ; un tel filtre n'existe pas. - note : le signal produit peut aussi être vu comme le résultat d'une modulation PAM ("Pulse Amplitude Modulation"). 3.1.2. Spectre du signal échantillonné. - Le spectre du signal d'échantillonnage X e (f) est rappelé en annexe A3. Le signal primaire X p (t) à échantillonner, est supposé occuper une largeur de bande = f 1 - Le spectre du signal échantillonné résultant X s (t) se présente comme dans les figures 3.2 et 3.3. avec diverses variantes de X s selon la technique utilisée : - X 1 est le signal échantillonné = X p (t).x e (t) - X 2 est le signal produit par un échantillonnage idéal, c'est-à-dire lorsque la durée T O - X 3 est le signal produit par un échantillonnage idéal et maintien pendant une durée T ("sample-and-hold") - X 4 est le signal produit par un échantillonnage idéal et maintien pendant une durée Te - On notera que : (1) le signal primaire X p (t) est présent dans la bande de base. (2) des bandes latérales sont présentes de part et d'autres de fe et de ses harmoniques. (3) la reconstitution du signal primaire X p (t) est possible si fe > 2 f MAX puisque dans ce cas il n'y a pas de recouvrement entre les signaux : on retrouve évidemment le théorème d'échantillonnage. (4) l'amplitude du signal est atténuée en fréquence, selon une loi = sin (πtf) /πtf, source de distorsion. (5) si le signal primaire X p (t) n'est pas borné et contient des fréquences supérieures à fe/2, il y a recouvrement de la bande de base par la 1ère bande latérale [phénomène de repliement : "aliasing"]. (6) l'espacement entre le signal utile et la première bande latérale est = fe - 2 f MAX, ce qui détermine le flanc des filtres de démodulation. 3.1.3. Quelques conséquences importantes - Le point (5) implique un filtrage du signal X p avant quantification ; - Le point (6) induit les caractéristiques du filtre de démodulation. - L'impact sur les filtres et la bande vocale 300 Hz à 3,4 khz justifient une fréquence d échantillonnage = 8 khz, ce qui laisse une marge de 1,2 khz pour le filtrage. - Le point (4) implique une correction de la distorsion d'affaiblissement. 3.2. Quantification et codage PUBLIC NETWORKS Transmission Ed. 3.0. 10/01 Page 4/19

3.2.1. Définition Approximation de la valeur instantanée d'un signal analogique continu par une valeur discrète la plus proche prise dans un ensemble fini. La valeur discrète est représentée par un code. De là vient le nom de la technique : PCM ("Pulse Code Modulation") ou MIC ("Modulation Impulsion Codée"). - Chaque valeur discrète couvre donc une gamme plus ou moins étendue de valeurs continues. Le pas de quantification est l'intervalle entre les valeurs discrètes. - Le pas de quantification est constant en cas de quantification linéaire. - Lors du codage, tous les niveaux compris dans la gamme reçoivent le même code. - Lors du décodage, un code est traduit dans le niveau "milieu de gamme" ; la distorsion du signal,i.e. la différence entre le signal analogique et le signal en créneaux est appelée bruit de quantification On notera la faible précision de la quantification linéaire pour un signal de faible amplitude. 3.2.2. Quantification linéaire - En cas de quantification linéaire, le pas de quantification est constant et a une amplitude P ; le bruit a dans ce cas une amplitude comprise dans l'intervalle - P/2 à + P/2. Cette amplitude étant la même quelle que soit l'amplitude du signal, le rapport signal/bruit est particulièrement défavorable pour les signaux de petites amplitudes. Une quantification non-linéaire est donc requise. 3.2.3. Quantification non-linéaire - Pour obtenir un rapport signal/bruit de quantification constant (ie indépendant de l'amplitude), il faut évidemment faire varier le pas de quantification selon l'amplitude. - La méthode consiste à quantifier linéairement un signal y(t) qui est la transformation d'un signal original x(t) [ y = f(x) ], la transformation f devant comprimer la dynamique du signal, c'est-à-dire amplifier les petites amplitudes et atténuer les grandes amplitudes. - Si px est le pas de quantification de x et py = P (cte), le pas de quantification de y, on a : px = dx soit px = P dx py dy dy - Le rapport signal/bruit est : 2x (MAX) px - Il doit être constant 2x = A.px = AP. dx, soit dy = AP. dx dy 2 x d'où : y = AP ln x + cte 2 - Cette transformation est irréalisable en pratique (asymptote verticale pour x = 0) et devra donc être approximée) (voir Fig. 3.5.). 3.2.4. Lois A et µ du CCITT (Avis G711) Loi A (voir fig. 3.6) (norme européenne CEPT) La loi A consiste à approximer au moyen de la tangente passant par l'origine PUBLIC NETWORKS Transmission Ed. 3.0. 10/01 Page 5/19

- La pente, appelée taux de compression est = 16 (pour une valeur A = 87,6) - Le rapport signal/bruit de quantification doit être 35 db pour un signal x dont l'amplitude relative est comprise entre 0,01 et 1 (dynamique de 40 db) ; ceci conduit à fixer le nombre de niveaux à 256, c'est-à-dire un codage sur 8 bits. - Le débit du PCM est donc = 64 kbit/s. (= 8 khz x 8 bits). Loi µ (voir fig. 3.7.) (utilisée en Amérique du Nord). - Le CCITT a défini la valeur µ = 255 - Le taux de compression à l'origine de la loi µ est plus fort que celui de la loi A et favorise donc les signaux de petite amplitude. Réalisation pratique de la compression selon la loi A. (voir fig. 3.8.). - La loi de compression est approchée par une suite de 13 segments linéaires. Le 1er segment, à l'origine, a une pente = 16. Les pentes des segments suivants sont en progression géométrique de raison = 1/2. - A l'intérieur de chaque segment, la quantification est linéaire: le premier segment dispose de 64 niveaux et les autres de 16 niveaux. - Dans l'octet de quantification, le bit bo indique la polarité, les 3 bits suivants identifient le segment et les 4 derniers l'amplitude de la quantification dans le segment. 4. Circuits 2fils/4fils et circuit de voie PCM 4.1. Circuits 2-fils et 4-fils - 2 terminaux échangent leur information via 2 moyens de transmision unidirectionnels appelés voies ou canaux, l'ensemble constituant un circuit. Dans le mode duplex, les informations sont échangées simultanément dans les 2 sens. Les supports de transmission passifs à 2 fils comme la paire téléphonique sont bidirectionnels par nature et les 2 voies de communication sont confondues. Par extension, tous les supports passifs bidirectionnels sont appelés "circuits à 2 fils" (même dans le cas d'un tube coaxial). - Dès que l'on met en oeuvre dans le système de transmission des équipements actifs unidirectionnels tels que modulateur, codeur, répéteur, multiplexeur, il faut séparer les 2 sens de transmission. Chaque voie dispose alors d'une paire distincte et on parle de "circuits à 4 fils". 4.2. Le passage 2 fils à 4 fils. Le passage est réalisé au moyen d'un équipement appelé le termineur hybride : on parle plus simplement d'hybride. Dans son principe, l'hybride (voir figure 4.1) est un circuit qui sépare idéalement la puissance du signal émis par le terminal de celle du signal reçu. Une réalisation classique est le translateur différentiel (actuellement, on utilise des composants actifs). L'efficacité dépend de l'impédance dite d'équilibrage, Ze, qui doit théoriquement être égale à celle de la ligne locale. Dans le cas théorique (fig. 4.2), on peut montrer que le signal émis et le signal reçu subissent un affaiblissement de 3 db dans la traversée de l'hybride (l'impédance dissipe la moitié de la puissance) respectivement dans le sens 2 fils vers 4 fils et dans le sens 4 fils vers 2 fils, tandis que l'affaiblissement est total dans le sens 4 fils vers 4 fils. En pratique, la condition sur Ze n'est pas respectée étant donné la variabilité des impédances de ligne dans le réseau local. En conséquence, il y a une "fuite" dans l'hybride et une partie du signal reçu sur le circuit 4-fils est renvoyé vers la source donnant lieu au phénomène d'écho. (voir section 11 ). PUBLIC NETWORKS Transmission Ed. 3.0. 10/01 Page 6/19

4.3. Le circuit de voie PCM (fig. 4.3) - Préalablement au traitement du signal analogique, il faut séparer les 2 sens de transmission : ce rôle est dévolu au circuit hybride. - A l émission, on retrouve les éléments déjà vues (filtre, échantillonneur, codeur) - A la réception, il faut procéder à la reconstitution comme suit: 1. reconstitution d un signal en escalier, chaque niveau ayant une durée = période d échantillonnage (T= T e ) 2. filtrage pour obtenir un signal lissé. 3. compensation de la distorsion linéaire d affaiblissement en sin( T e f) / T e f 5. Multiplexage : le système de base à 2 Mbit/s ( E1) [ Avis CCITT = G730] 5.1. Structure des trames (avis G704) (voir fig. 5.1) (1) - multiplexage temporel (TDM) «Time Division Multiplex»; MRT : Multiplexage à répartition dans le temps») - multiplexage à entrelacement d octets - 32 intervalles de temps (IT ou TS = «time slot»), de 8 bits chacun, et de durée = ± 3,9 µsec. La durée d un bit = ± 488 ns. L ensemble des 32 TS constitue une trame de 125 µsec - la répartition fonctionnelle des TS, numérotés de 0 à 31 est : TS0 = synchronisation (verrouillage de trame) (i.e. permettre de retrouver le début de trame dans le flux de bits) (voir point 5.1.2). TS1 à 15 et TS17 à 32 voie PCM TS16 = signalisation (+ verrouillage de multitrame dans la trame 0) - chaque voie correspondant à un TS a un débit de 64 kbit/s; l ensemble a donc un débit = 32 x 64 kbit/s = 2048 Mbit/s - le multiplex est synchrone. (i.e. chacune des 32 voies est identifié par sa position dans la trame). Le signal de trame est isochrone. (2) La multitrame est constituée par 16 trames et dure donc 2 ms. Le TS16 de la trame 0 contient le signal d alignement de multitrame (MFAS = multiframe alignment signal) = 0000.X0XX. Le TS16 de la trame K [K = 1 à 15] contient les 4 bits de signalisation des canaux TS(k) et TS(15+k). [Voir point 5.3.] (3) L équipement qui réalise la fonction de multiplexage et démultiplexage s appelle un MULDEX. 5.2. Verrouillage de la trame (TSO) 1. Structure du TSO : n de bits 1 2 3 4 5 6 7 8 alternativement Y 0 0 1 1 0 1 1 (1 trame sur 2) Y 1 A X X X X X - A : alarme - Y : utilisé pour contrôle d erreur (CRC4 voir point 11) ou réservé à l usage international - X : réservé pour usage national Le motif de verrouillage est constitué par les 7 bits : 0 0 1 1 0 1 1 [FAS = «Frame Alignment Signal») PUBLIC NETWORKS Transmission Ed. 3.0. 10/01 Page 7/19

2. Stratégie de gestion du verrouillage [avis G. 732] [voir fig. 5.2] - recherche du verrouillage : - le motif de verrouillage est présent 1 trame sur 2 - le 2ème bit (b2) alterne de 0 à 1 entre trames (pour éviter l'imitation) - l'alignement est effectif après 3 trames consécutives où on détecte motif, non-motif, motif. - détection de la perte de verrouillage. - Principes : - éviter l'hystérèse en cas d'erreur - considéré comme perdu si 3 trames consécutives erronées. La perte de verrouillage est signalée par le récepteur au moyen du bit A (O 1) émis vers l'émetteur. 5.3. Signalisation (TS16) [voir fig. 5.3.] - Le TS16 de la trame 0 est utilisé pour l'alignement de multitrame. Signal : [MFAS : Multi Frame Alignment Signal ] : OOOOXOOX - Le TS16 de la trame k [k = 1 à 15] contient les 4 bits de signalisation des canaux TS(k) et TS(15 + k) - Les 4 bits sont identifiés par les lettres a, b, c et d. - Usage typique : signalisation de ligne entre commutateurs (voir chapitre Signalisation) 5.4. Alarmes Les alarmes ci-après sont utilisées dans le multiplex 2 Mbit/s. Elles témoignent des limitations des informations disponibles, un des points faibles de la hiérarchie PDH à laquelle la hiérarchie SDH veut remédier. 1) le bit 3 (appelé A) du TSO [signal non-fas, 1 trame sur 2] est une indication destinée aux équipements distants : Mis à 1, il indique une défaillance dans la trame de bits reçus. Plusieurs causes : - taux d'erreurs élevé - erreurs dans les codes (modes de transmission: voir point 8) - perte d'alignement de trame( voir 5.2) 2) dans le TS0, de la trame pour le MFAS, le bit 6 mis à 1 indique que le récepteur ne peut pas s'aligner sur la multitrame. 3) le signal AIS ["Alarm Indication Signal"] consiste à envoyer continuellement des bits à 1 dans le train de bits ; il signale la perte complète du 2 Mbit/s en réception. 4) le signal AIS64 consiste à envoyer continuellement des bits à 1 dans le TS16 ; il indique la perte du TS16 à la réception. 6. Multiplexage (hiérarchie PDH): les systèmes d'ordre supérieur (Hiérarchie PDH) PUBLIC NETWORKS Transmission Ed. 3.0. 10/01 Page 8/19

Hiérarchie européenne. ORDRE DEBIT IDENTIFICATION NOMBRE DE VOIES 1 2 Mbit/s Bloc primaire numérique (BPN) (En réalité 32 voies : 2 voies pour signalisation et synchronisation) appelé E1 30 2 8 Mbit/s 4 BPN = bloc secondaire numérique (BSN) 120 3 34 Mbit/s 4 BSN = bloc tertiaire (BTN) 480 4 140 Mbit/s 4 BTN = bloc quaternaire numérique (BQN) 1920 5 (*) 565 Mbit/s 4 BQN 7680 (*) non normalisé Hiérarchie Nord-Américaine. DEBIT IDENTIFICATION NOMBRE DE VOIES 1,5 Mbit/s - DS1 = groupe numérique d ordre 1 (GN 1) appelé T1 (* ) 24 3,152 Mbit/s - DS1C = 2 DS1 48 6,3 Mbit/s - DS2 = 4 DS1 96 44,736 Mbit/s - DS3 = 7 DS2 672 274, 176 Mbit/s - DS4 = 6 DS3 4032 (*)T1 = multiplexeur qui accepte des flux de données et les multiplexe sur un DS1. "Data-Voice" T1 multiplexeur qui accepte des flux de données et de paroles et les multiplexe sur un DS1. La parole est numérisée par PCM ou ADPCM. 7. Multiplexage d'ordre supérieur 7.1. Affluents plésiochrones, gigue ( jitter ) et dérapage ( wander ) Les signaux entrants qui seront multiplexés sont appellés les affluents (tributary); par exemple un système 8 Mbit/s résulte du multiplexage de 4 systèmes 2 Mbit/s - consiste à multiplexer 4 systèmes à 2 Mbit/s (4 affluents : "tributary") 8 Mbit/s - problème : - les affluents ont des horloges de fréquences voisines; ils sont dits plésiochrones [2.048 kbit/s : valeur nominale ; variation relative 50.10-6 ] - les signaux de synchronisation (i.e. les horloges) des affluents souffrent d imperfections: la gigue ( jitter) et le dérapage ( wander ). La gigue est définie comme les variations des instants significatifs d un signal numérique par rapport à leur position idéale dans le temps (voir fig 7.2). Les impulsions ne sont plus à leur place et les intervalles de temps entre impulsions varient également. L écart de positionnement est mesuré par l amplitude de gigue ou une variation de phase. L amplitude est spécifiée par rapport à l intervalle unitaire (UI = Unit Interval) qui est l intervalle de temps T entre 2 impulsions d un PUBLIC NETWORKS Transmission Ed. 3.0. 10/01 Page 9/19

signal de référence sans gigue (dans le cas du système 2 Mbit/s, UI = 488 µsec). La gigue est aussi spécifiée en degrés, UI étant alors = 360. L amplitude de gigue varie au cours du temps de manière aléatoire. Les variations typiques de gigue ont une fréquence de l ordre de 10 Hz jusqu à quelques Khz. Les régénérations (voir point 8.3) et les multiplexeurs/démultiplexeurs sont les principales sources de gigue dans le réseau. Le dérapage (wander) est une gigue de BF (< 10 HZ) qui est due à des facteurs environnementaux (e.g. différences de température sur la longueur d un chemin de transmission). La gigue et le dérapage doivent être maintenus dans des limites spécifiées (voir Rec.UIT e.g. G.823) car ils induisent des glissements ( slips =perte de trame) dans les commutateurs. Les systèmes de transmission et de commutation numérique sont dès lors synchronisés sur des horloges de référence mais le mécanisme de synchronisation est imparfait (Le problème de la synchronisation du réseau et des glissements sera évoqué dans le module de commutation de circuits). 7.2. Principe du multiplexage plésiochrone - utilisation de mémoire-tampon ("buffer store, elastic store") - chaque affluent inscrit ses données à son débit D i - le multiplex lit avec un débit D o - 2 cas possibles : D o > D i : (lecture > écriture) : manque d'information à lire (ou relecture d'une info déjà lue) D o < D i : (lecture < écriture) : à un certain moment la mémoire est remplie, n'est pas lue à temps et est écrasée et donc perte d'info. - solution : justification ou bourrage ("stuffing") : on insère régulièrement des bits non-significatifs dans le plus rapide des deux débits ; si D o > D i [cas habituel dans la hiérarchie PDH]: justification positive. - pour garder l'intégrité, il faut déterminer si ces bits sont présents ou non dans la trame. Un exemple sera donné dans la section 7.3. 7.3. Multiplex à 8 Mbit/s [avis G742] 7.3.1. Caractéristiques - débit binaire : 8,448 Mbit/s ; variation relative : 30.10-6 - trame de justification : 848 bits, durée = 100,4 µs - 4 affluents à 2,048 Mbit/s - multiplexage à entrelacement de bits. 7.3.2. Structure [voir schéma fig. 7.1.] - 4 groupes : (212 bits par groupe) - groupe 1 : - 10 bits de verrouillage de trame - 2 bits pour les alarmes - 50 x 4 = 200 bits d'information pour les 4 affluents - groupes 2 et 3 : - 4 bits d'indication de justification - 52 x 4 = 208 bits d'information pour les 4 affluents - groupe 4 : - 4 bits d'indication de justification. - 52 x 4 = 208 bits d'information pour les 4 affluents dont un [position 155 pour 1 affluent, noté JB] peut être un bit justification PUBLIC NETWORKS Transmission Ed. 3.0. 10/01 Page 10/19

- il y a donc 206 (ou 205) bits d'information par affluent dans chaque trame - indication de justification : il y a 4 x 3 = 12 bits d'indication de justification; celle-ci est prise à la majorité. 7.3.3. Propriétés 1. Le multiplex à 8 Mbit/s ignore la structure des mux à 2 Mbit/s(i.e. transparence). Note : pour "commuter" des systèmes 2 Mbit/s, dans des équipements appelés brasseurs (DXC = Digital Cross Connect"), il faut pratiquement tout démultiplexer (on verra que cet inconvénient est résolu en SDH). 2. Le débit maximum disponible par affluent dans le multiplex = 8,448 Mbit/s/4 = 2,112 Mbit/s. Pour un débit nominal d'affluent à 2,048 Mbit/s, le nombre de bits significatifs parmi les 212 (848/4) de chaque affluent est donc = 212 x 2,048 = 205 + 19/33, et par conséquent : 2,112 en moyenne 14 trames sur 33 contiennent donc 1 bit de justification (et donc 0.424 = taux nominal de justification). 3. Le débit maximum de justification est de 1 bit tous les 212 bits par affluent, soit 0,47 % en relatif ; il permet donc de compenser une différence relative maximale de 0,47 % entre le débit de l'affluent entrant et le débit disponible pour l'affluent sortant dans le multiplex. 8. Système de transmission 8.1. Schéma bloc et jonction G703. [voir fig. 8.1.1.] 8.1.1. La jonction (G703) La jonction ("interface") est la frontière entre 2 systèmes associés (e.g. l'interface entre un "port" 2 Mbit/s d'un commutateur et le Mux de transmission, entre le MUX de transmission et le LTE,...). La Rec G703 définit les caractéristiques physiques et électriques des jonctions aux différents débits binaires (e.g. jonction 64 kbits/s, 2 Mbit/s, 1,5 Mbits/s, 34 Mbit/s,...). Par exemple pour les 2 Mbit/s, G703 spécifie le code utilisé (HDB3 : voir ci-après), le gabarit de l'impulsion, la valeur de crête du signal (e.g. 2,37 V sur paire coaxiale, 3V sur paire symétrique,...), les valeurs des affaiblissements d'adaptation à l'accès d'entrée,... La jonction G703 est un élément critique des réseaux car elle est constitue une interface normalisée pour l interconnexion de systèmes (et donc aussi d opérateurs). 8.1.2. LTE : Line Terminating Equipment - Fonctions : - à l'émission : - adaptation à la transmission sur le câble (le milieu) - amplification et régénération - supervision de la jonction - encodage selon le mode transmission [voir 8.2] - alarme - à la réception : - adaptation à la jonction 2 Mbit/s - amplification et régénération - supervision de la ligne - décodage selon le mode de transmission - alarme PUBLIC NETWORKS Transmission Ed. 3.0. 10/01 Page 11/19

- Autres fonctions : - téléalimentation de régénérateurs (voir fig. 8.1.2) - via paires de service : - supervision des régénérateurs - communication téléphonique avec personnel de maintenance. 8.1.3. Les régérénateurs. Ces équipements reconstituent le signal numérique pendant son trajet sur le support de transmission (Voir point 8.3) 8.1.4. Les systèmes de ligne numériques. Les équipements tels que LTE et régénérateurs constituent les systèmes de ligne. Ils sont utilsés sur une section de ligne numérique, i.e. la partie d'une liaison numérique réalisé sur un seul type de support (Cu, Coax, FO,...), avec des équipements LTE et des régénérateurs, mais sans MUX. En général les sections de ligne sont terminées sur des des répartiteurs numériques qui permettent d'assurer la flexibilité nécessaire. 8.2. Modes de transmission (= codes en ligne). Le code en ligne ("line code") est un code adapté aux caractéristiques d'une voie de transmission qui fixe l'équivalence entre les groupes d'éléments numériques (i.e. bits à transmettre) et la suite correspondante d'éléments de signal transmis sur la voie. 8.2.1. Critères Les critères qui sont en pris en compte pour choisir un code en ligne en fonction du support et du débit sont les suivants : a. composante DC = (à éliminer) - permettre les couplages AC afin de pouvoir utiliser des translateurs - alimenter et simplifier les régénérateurs b. extraction du signal d'horloge : retrouver une "raie" alignée sur la fréquence d horloge ou multiple dans le spectre c. signaux BF (à limiter) : car distorsion d'amplitude forte en BF. d. signaux HF (à limiter) : car affaiblissement du milieu ( f) e. détection d'erreur : certains modes (ex : duobinaire) permettent la détection d'erreur sans bits supplémentaires (redondances) f. bande passante : compromis avec l'immunité aux bruits j. codage différentiel : indépendance vis-à-vis de la polarité h. complexité (codage et décodage) i. efficacité : débit net [bit/(s)] = D info [bit/(s)] débit brut[bit/(s)] D [bauds] x log 2 M où M = nombre de bits par moment. 8.2.2. Principaux modes [voir fig. 8.2.1. et 8.2.2.] 8.2.2.1. AMI ("Alternate Mark Inversion") - bipolaire - état 0 = signal nul - état 1 = signal alternativement positif et négatif ; 2 variantes NRZ et RZ - efficacité = 1 / log 2 3 = 0,63 - densité spectrale faible en BF - extraction d'horloge : problème si longue suite de zéros PUBLIC NETWORKS Transmission Ed. 3.0. 10/01 Page 12/19

8.2.2.2. HDB3 ("High Density Binary 3") (3 = maximum de zéros consécutifs) - utilisé pour les systèmes 2 Mbit/s et 8 Mbits/ en Europe - idem AMI mais chaque séquence de 4 zéros consécutifs remplacée par 3 zéros et 1 signal qui a la même polarité que le précédent signal bipolaire (violation de bipolarité). Cette règle introduit cependant une composante continue, c'est pourquoi les séquences de 4 zéros suivantes sont codées : BOOV, B respectant la règle de bipolarité et V la violant. Le maximum de zéros consécutifs est donc = 3. Le comportement spectral est similaire à AMI ; ce code n'est cependant pas utilisé audelà de 100 Mbit/s à cause de l'affaiblissement dans les hautes fréquences. 8.2.2.3. B8ZS (Bipolar with 8 zéros substitution) - utilisé aux USA - idem AMI mais 8 zéros consécutifs sont remplacés par la séquence: 00B0VB0V 8.2.2.4. Codes mbnl - A m éléments binaires (mb), on fait correspondre n moments L-aires (n L) c'est-à-dire n impulsions avec L niveaux possibles. - Ces modes conduisent à une plus grande efficacité dès que L > 2 - Utilisé pour les hauts débits - Exemple : a) 4B3T (utilisé initialement pour le RNIS européen) (T = 3 = ternaire) il y a 24 combinaisons de 4 bits ; à chaque combinaisonde 4 bits, on fait correspondre une combinaison de 3 moments parmi 3 3 moments (voir tableau fig. 8.3). Il y a donc 26 combinaisons de 3 moments utilisables (000 n est pas utilisé) et manifestement redondance. b) 2B1Q (utilisé pour RNIS aux USA, puis appliqué en Europe) c) 1B2B = CMI ("Coded Mark Inversion") (Biphasé - S) Dans ce cas, il n'y a pas de gain en efficacité mais le codage est simple (binaire), la densité spectrale est faible en BF, le signal d'horloge est facilement extrait. - utilisé pour les F.O.(nécessité d'un signal unipolaire) et pour les 140 Mbits/s (G703). - correspondance : O codé par 0 + 1 (soit un moment 0 suivi par un moment 1) 1 codé par 0 + 0 en alternance avec 1 + 1. (Voir fig. 8.2.3.) 8.2.3. Inversion des bits dans le code PCM. En téléphonie, les signaux de faible amplitude sont dominants. Le codage PCM ( voir loi A par exemple) favorise dès lors un grand nombre de zéros successifs; c est pourquoi, avant la conversion dans le mode de transmission, on inverse systématiquement les bits pairs dans l octet PCM. 8.3. Régénération et gigue - But de la régénération : retrouver le signal numérique en ligne à partir d'un signal déformé et affaibli par la transmission et reconstituer le signal numérique (remise en forme) pour le transmettre plus loin. - Perturbation du signal à l'entrée - distorsion d'amplitude - distorsion de phase - bruit PUBLIC NETWORKS Transmission Ed. 3.0. 10/01 Page 13/19

- distorsion non-linéaire - fluctuation, température, alimentation,... - diaphonie - Schéma de principe du régénérateur (voir fig. 8.3.) Fonction du régénérateur : 1. égaliseur : remise en forme du signal reçu ; filtrage de réception (éliminer le bruit thermique à spectre étendu) 2. amplification linéaire 3. extraction d'horloge 4. identification : comparaison avec des seuils pour identifier les moments du code en ligne 5. régénération - Erreurs dues au régénérateur 1. erreur de régénération : superposition de bruit => mauvaise identification (ce type d'erreurs est lié au SNR ) Taux d'erreurs : P e = nbre de signaux erronés nbre de signaux transmis 2. accumulation sur N sections de régénération P = 1 - (1-P1)(1-P2)...(1-Pn) et Pi étant faible : P Pi, d où sensibilité à la section la plus mauvaise. 3. Gigue de phase ("phase jitter") : l'extraction d'horloge interne est imparfaite. Les régénérateurs contribuent dès lors à la gigue. Accumulation : la gigue de phase s'accumule au fil des régénérateurs selon une distribution gaussienne. - Le pas de régénération est la distance entre régénérateur ; il dépend : - des supports utilisés - du compromis entre taux d'erreurs, affaiblissement du support, gain des amplis,... - de contraintes externes : localisation (construction) existante (e.g. FDM, Pupin) 8.4. Supports et systèmes de transmission 1. paires symétriques (jonctions zonales, PABX numérique réseau local) - système à 2 Mbit/s sur 2 paires - problème : diaphonie - pas de régénération de l'ordre de 1,5 à 2,5 km 2. paires coaxiales (jonction, interurbain, international) - problème : bruit thermique PUBLIC NETWORKS Transmission Ed. 3.0. 10/01 Page 14/19

Pas de régénération (typique) (D1/D2) système 2,6 / 9,5 mm 1,2 / 4,4 mm 0,7 / 2,9 mm 8 Mbit/s 34 Mbit/s 140 Mbit/s 565 Mbit/s 12 km 8 km 4,5 km 1,5 km 6 km 4 km 2 km - 3,7 km 1,8 km 1 km - D1 D2 3. Fibre optique (jonction, interubain, international + PABX abonnés) Système Fibre λ (nm) pas de régénération (typique) 8 Mbit/s Multimodes (gradient) 850 12 km 34 Mbit/s Multimodes (gradient) 850 1300 10 km 50 km 140 Mbit/s Multimodes (gradient) 850 1300 8 km 22 km Monomode 1300 565 Mbit/s Monomode 850 1300 60 km 5 km 35 km 9. CRC ["Cyclic Redundancy Check"] [Rec. G704] 9.1. Généralités Procédure qui consiste à calculer un mot CRC à partir des bits transmis et à transmettre ce mot au récepteur qui effectue un calcul similaire sur les bits reçus et compare avec le mot CRC reçu. La procédure a été conçue pour assurer une protection supplémentaire contre la simulation du signal de verrouillage de trame et pour améliorer les possibilités de contrôle d'erreurs de transmission. PUBLIC NETWORKS Transmission Ed. 3.0. 10/01 Page 15/19

(Procédure ajoutée lorsque les systèmes de transmission véhiculèrent les données en plus de la voix) La hiérarchie européenne à 2 Mbit/s utilise une procédure CRC dite CRC4. 9.2. Principes [voir fig. 9.1] - Chaque multitrame est séparée en 2 sous-multitrames de 8 trames (SMF) appelée SMF1 et SMF2.SMF1 comporte les trames de 0 à 7 et SMF2 de 8 à 15. - Les bits du CRC-4 utilisent le bit 1 du signal de verrouillage de trame [TS0 1 trame sur 2]. Chaque SMF transmet donc 4 bits de CRC-4, appelés C1, C2, C3 et C4. Dans les trames qui ne contiennent pas le signal de verrouillage de trame, le bit 1 est utilisé pour transmettre le signal de verrouillage de multitrame CRC-4 à 6 bits (001011) ainsi que 2 bits d'indication d'erreur CRC-4 : E. (E = indique la réception d'une multitrame erronée ; le délai pour communiquer cette erreur doit être inférieur à 1 s). - Le mot CRC-4 de la SMF (n) est calculé à partir des bits de la SMF (n-1) [reste de la division par un polynôme générateur]. 10. Normes de qualité et performances Principe 1. BER ("Bit Error Rate") Le BER (taux d'erreur) est le rapport entre le nombre de bits erronés et le nombre de bits transmis. Il n'est significatif qu'en précisant la durée de la mesure : si en effet le BER = 10-5, il faut pour des raisons statistiques évidentes effectuer une mesure sur un nombre de bits d'un ordre de grandeur 2 à 3 fois plus élevé que l'inverse du BER, soit par ex. : 10 8 bits. 2. Performances pour une liaison 64 kbits/s (G821) L'utilisation de liaison 64 kbit/s à d'autres fins que la parole (signalisation, données) impose des spécifications en matière de qualité de service. 2.1. Définitions - ERS ("Errored Second") : 1 sec d'avs avec BER > 0 - SES ( "Severely Errored Second") : 1 sec d'avs avec BER > 10-3 (plus de 64 bits erronés) - DGM ("Degraded minute") : 1 minute pendant laquelle : 10-6 < BER < 10-3. 2.2. Temps de mesure (voir schéma ci-après). Le temps de mesure est partagé en secondes disponibles (AVS : "Available Seconds") et secondes indisponibles (UAS : "Unavalaible Seconds"). La transition de UAS à AVS est conditionnée par 10 secondes consécutives pour lesquelles le BER < 10-3. Ces 10 secondes font partie du temps AVS. Inversément, 10 secondes consécutives pendant lesquelles le BER > 10-3 entraînent le passage en UAS. (Dans le cas d'une liaison 64 kbit/s, un BER de 10-3 correspondant à 64 bits erronés par seconde. PUBLIC NETWORKS Transmission Ed. 3.0. 10/01 Page 16/19

BER < 10-3 BER > 10-3 BER > 10-3 BER < 10-3 T 10 s T 10 s AVS UAS AVS SES 2.3. Performances requises ERS < 8 % AVS SES < 0,2 % AVS DGM < 10 % AVM 3. Taux de glissement ["slip rate") [G822] (voir module de commutation) Objectif : - pour un taux de glissement commandé des octets dans les communications internationales à 64 Kbits un glissement de trame par période de 70 jours et par liaison plésiochrone [si précision des horloges conformes à G811]. 4. Performances pour la gigue [G823] - l'accumulation de la gigue a pour effets : a) augmenter la probabilité Pe d'erreur dans les régénérateurs b) glissements non-contrôlés dans les mémoires tampons c) dégradation des informations analogiques codées numériquement par suite de la modulation de phase. - Correction : réducteurs de gigue. 11. Transmission 2 fils - 4 fils : echo et instabilité. [voir fig. 11.1] Il y a 2 problèmes : - écho - instabilité 11.1. L' écho : côté source : le signal de départ revient avec un délai = 2 x temps de propagation dans la section 4 fils on considère (G114) que l'écho est gênant lorsque le retard ("round-trip delay") dépasse 20 ms [cas typique : liaison par satellite] ; à partir de 50 ms, il est nécessaire de mettre en oeuvre des contrôleurs PUBLIC NETWORKS Transmission Ed. 3.0. 10/01 Page 17/19

d'échos.les délais longs sont observés dapar exemple dans le cas d'interconnexion de réseaux internationaux (longue distance) et aussi dans le cas des réseaux GSM (Délai dû à la compression vocale) : il faudra donc placer ces dispositifs, pour des raisons économiques, sur els circuits d'interconnexion des centres internationaux ou des MSC ("Mobile Switching Centre"). Il y a 2 types de contrôleurs d'échos : - suppresseur d'écho ["echo suppressor"] - annuleur d'écho ["echo cancellor"] Le suppresseur d'écho. Le suppresseur d'échos est un dispositif placé dans le chemin d'émission du circuit qui atténue ou supprime le signal émis ; il est activé par un détecteur placé dans le chemin de réception ; pratiquement le circuit fonctionne dans le mode half-duplex. (voir fig 11.2.1). Ceci pose des problèmes au modems fullduplex : il existe dès lors un signal standradisé à 2100 Hz émis par le modem qui demande la désactivation des suppresseurs d'écho. Afin de mettre plus de 2 suppresseurs d'écho en série, en particulier lorqu'applel est écoulé via des opérateurs de transit, les systèmes de signalisation modernes disposent égakement de signaux permettent d'activer ou de désactiver des suppressuers d'échos à distance (voir fig. 11.2.2) L' annuleur d'écho [voir fig. 11.2.3]. Dans ce circuit plus sophistiqué, un processeur de signal analyse le signal reçu et prédit la forme du signal d'écho. Ce signal prédit est soustrait du signal émis. Ce système résout le problème des modems full-duplex. 11.2. Instabilité - l'ensemble constitue un système à réaction ; il y a donc instabilité si le gain de boucle 1 et le signal d'écho revient en phase avec le signal de source. - le gain de boucle = 2 G4-2 Ar < o db - la valeur minimum de A r [pour un circuit 2 fils ouvert] 2 x Ah = 2 x 3,5 db [hybride à enroulements] [on réalise A r = 2 x 6 db dans des hybrides à résistances] - on en déduit : G4 < 7 db et le gain dans la section AB G4-2 Ah < 7 db - 2 x 3,5 db < 0 db Conclusion - l'amplification 4 fils ne peut compenser l'affaiblissement de la liaison - en pratique, par sécurité, on impose - 7 db entre les extrémités 2 fils. 12. Plan de transmission 1. Avis G711 : A équ. réf 36 db. - A équ. = A équivalent : la liaison est terminée sur une résistance de 600 Ω - A équ. réf = affaiblissement de la liaison qui conduit à la même qualité qu'en affaiblissement placé dans un système étalon (NOSFER) - A équ. (36 db) est réparti entre le réseau national de départ, le réseau international, le réseau national d'arrivée avec respectivement : 21 db, 3 db, 12 db. 2. Plan de transmission Comment répartir l'affaiblissement dans le réseau national? Cela dépend du nombre de niveaux hiérarchiques dans le réseau national et de l'acheminement. Il faut répartir entre : PUBLIC NETWORKS Transmission Ed. 3.0. 10/01 Page 18/19

- lignes d'abonné - jonctions - liaisons interurbaines. Choix économique ; en principe, tolérer plus d'affaiblissement sur les liaisons les plus nombreuses. Exemple : - ligne d'abonné : 6,5 db - jonction zonale (2 fils) : 4,5 db - liaison inter (4 fils) : O db (y compris CT) - termineurs hybrides : 3,5 db - 1 commutateur (CL, CZ) : O,5 db. 13. Avantages et désavantages de la transmission numériques MIC. (PCM) Intérêts Les avantages par rapport à la transmission analogique sont fondamentalement les suivants : - régénération - multiplexage - synergie avec commutation temporelle - intégration voix-données Inconvénients - le prix payé est la largeur de bande W - Pour l'analogique : W = 3,4 - O,3 = 3,1 khz - Quelle est la bande nécessaire pour un signal numérique MIC : 64 kbit/s? Solution Nyquist fixe la relation théorique entre la bande passante minimum B et le capacité du canal pour ne pas avoir d'interférences entre symboles : C = 2 B (Bauds) et B = 32 khz (si débit de moments = débit en bit/s). En réalité, on observe pratiquement : C 1,25 B (Bauds) B 64 ± 51 khz 1,25 Et donc : 1,25 bit/s/hz, ce qui n est pas très performant Compression, modulation delta et ADPCM (32 kbit/s, 16 kbit/s, 8 kbit/s) (mais attention PCM est meilleur pour les données). PUBLIC NETWORKS Transmission Ed. 3.0. 10/01 Page 19/19