MULTITOUCH INTERFACE FOR ACOUSMATIC MUSIC - ELECTRONICS PART De Groef Thibault ISIB thibault.degroef@se-world.net Slama Yousri ISIB slama.yousri@gmail.com RÉSUMÉ Cette étude porte sur la réalisation d une interface permettant la numérisation de la position des curseurs (faders) sur une table de mixage analogique. Chaque piste reçoit une tension de référence sinusoïdale connue, calibrée, qui est atténué suivant la position du fader. La crête de la sinusoïde est alors récupérée en temps réel, puis numérisée. Ces données sont envoyées en OSC à un patch MAX/MSP 1 [2], permettant de faire le lien entre les 3 parties du projet M.I.A.M. Keyword : Acousmatic, Music, Audio, Mixer, OSC, Arduino, ethernet, UDP 1. INTRODUCTION ET CAHIER DES CHARGES Dans le cadre de leurs représentations de musique acousmatique, Musique & Recherche nous a demandé, par l intermédiaire d Alexis Boiley, de réaliser un système permettant l assignation de manière efficace de pistes audio, de cartes son (haut parleurs) et des faders de leur table de mixage analogique. Vu que ce modèle de table de mixage coûte extrêmement cher, ils nous a été demandé de ne pas modifier physiquement cette dernière. Pour ce faire, nous sommes partis de l idée de base étudiée précédemment par G. Schmitz [1], à savoir l injection d un signal de référence connu sur chaque piste. Selon la position du fader, il y aura une atténuation logarithmiquement proportionnelle au déplacement du curseur. Ensuite nous récupérons ce signal, détectons la tension de crête, et la numérisons. Ces données numérisées sont envoyées en OSC 2 à un patch MAX/MSP. Ce patch est la plateforme du projet MIAM, il envoi au MADI 3 les différentes valeurs de volume pour chaque piste. Il reçoit en outre les assignations HP-PISTES-FADER (cf : document de Ludovic Laffineur). 1. Max/MSP est un logiciel musical permettant de faire de la synthèse sonore, de l analyse, de l enregistrement, ainsi que du contrôle d instrument MIDI. 2. Open Sound Control : Protocole de communication via UDP, conçu pour commander en temps réel. 3. Multichannel Audio Digital Interface : Interface Audio à entrées digitales Figure 1. Synoptique de la numérisation 2. ANALYSE Nous utilisons un Arduino Mega 2560 [3] pour les conversions analogiques digitale de la crête de la tension, et son Ethernet Shield pour l envoie des données en OSC. L Arduino est basé sur l Atmega 2560, qui possède 16 convertisseurs analogiques digitaux (via un multiplexage) d une résolution de 10 bits et dont le temps de conversion est de 13 à 260 µs (Remarque : il s agit de maxima). Les 260µs correspondent au temps nécessaire pour : 1. Le changement de canal (Multiplexeur) 2. La décharge de la capacité du Sample & Hold interne (Canal précédent) 3. La charge de la capacité interne du Sample & Hold (Canal actuel) 4. La Conversion Alors que deux conversions en continu, du même canal, ne prennent que 13µs chacune, on peut dès lors pratiquer un moyennage, tendant à réduire considérablement le bruit.
Comme annoncé dans l introduction, nous injectons un signal de référence connu sinusoïdale oscillant à 1 khz. Ce dernier est obtenu à l aide d un oscillateur à pont de Wien, dont le schéma est disponible à la figure 2. On peut y trouver différentes parties : 2.1. Oscillateur et Contrôle automatique du gain Le signal de référence est atténué par la table de mixage analogique en fonction de la position des différents curseurs, puis est numérisé par l Arduino. Il est plus facile de numériser un signal DC qu un signal périodique, pour cette raison, nous récupérons la crête du signal, grâce aux schémas présentés aux figures suivantes : Le schéma correspondant au détecteur de crêtes est composé également de plusieurs parties : 2.3. Le redresseur sans seuil Figure 2. Schéma de l oscillateur à pont de Wien et de son CAG Le pont de Wien accordé pour 1kHz (R 1 R 2 C 1 C 2 ) (1), autour de l AOP (U 1 ), nous donne un sinus déformé (beaucoup d harmoniques impaires). Le contrôle automatique du gain (CAG) permettant d avoir un sinus pure (D 1 R 5 R 6 C 3 ). En effet, en plaçant une diode dans la contre réaction de l amplificateur, on augmente la non linéarité de la cacractéristique de transfert, et ainsi obtenons une meilleure qualité de la sinusoïde. Le CAG agit sur la résistance variable formée par le transistor FET (J 3 ), modifiant ainsi le gain du premier amplificateur. Figure 3. Schéma du redresseur sans seuil Un redresseur sans seuil (U 1 ), ne prend que les parties positives, avec un gain unitaire (R 1 R 2 D 1 ). Les alternances négatives sont alors bloquées. La diode D 2 permet d augmenter la rapidité du système. 2.4. Un circuit sommateur f osc = 1 2.π. R 1.R 2.C 1.C 2 (1) Si R 1 = R 2 = R et C 1 = C 2 = C, ce qui est le cas ici, nous obtenons : 1 f osc = 2.π.R.C (2) 1 f osc = 2.π.1, 59.10 3 = 1kHz.100.10 9 (3) 2.2. Amplificateur à gain variable Celui ci n est pas représenté, il s agit d un simple amplificateur à gain variable. Sur ce schéma ne sont pas représentés les adaptateurs d impédance. Figure 4. Schéma du sommateur Un circuit sommateur (U 2 ) somme le signal de réception (en sortie de la table) et deux fois le signal obtenu à l étape précédente. On obtient donc, sans la capacité C 5 un redressement double alternance de la sinusoïde, sans tension de seuil. Il s agit en réalité d un pseudo-détecteur de crête, car le filtre passe bas formé par C 5 R 5 nous donne la valeur moyenne, et non la crête. Ce n est cependant nullement
dérangeant, comme le montre la figure 7 Sur ce schéma ne sont pas représentés les adaptateurs d impédance. Pour la modularité, nous avons décidé de travailler avec des racks (2U). Chaque rack est indépendant, et permet la numérisation de 16 pistes. 3.2. Détecteur de crête Également prévue dans chaque rack, cette carte permet de détecter la crête, et donc la position, de chaque faders. L oscillogramme de la figure 6 nous montre la tension d entrée, et la tension DC après le pseudo détecteur de crêtes. 3.1. Signal de référence 3. RÉSULTATS Chaque rack est indépendant de la table de mixage, et possède un circuit générateur de signaux de référence à 16 sorties, ajustables indépendamment, pour fournir, en sortie de la chaîne de numérisation, un signal maximal correspondant à la tension de référence (cf. Par. 3.3) des convertisseurs analogique-digitaux, permettant ainsi d obtenir une dynamique la plus élevée possible. La consommation de cette carte est essentiellement due aux amplificateurs opérationnels (TL072 : Low noise, audio and measures application), et est de l ordre de 140mA. Ces consommations sont cohérentes avec le datasheet. La fréquence du signal de référence est quelque peu différente sur les trois cartes (des 3 racks), mais cela n a aucune influence sur le fonctionnement. Ces écarts sont essentiellement dus aux tolérances des composants utilisés dans les différents ponts de Wien. Figure 6. Oscillogramme tension d entrée - tension de sortie On peut remarquer également que la caractéristique est parfaitement linéaire (aux erreurs de mesure prêt), comme le montre la figure 7 Figure 5. Sinus en sortie du pont de Wien L adaptation d impédance a été mise en œuvre pour ne pas charger le pont de Wien, avec les 16 amplificateurs permettant l ajustement de la tension d entrée de chaque piste. Ce premier prototype est fonctionnel. Figure 7. Caractéristique de transfert du détecteur de crêtes La caractéristique est donc linéaire avant le convertisseur analogique-digitale. Ce qui veut dire qu une variation de tension logarithmique en entrée, se ressentira par une détection de crête suivant une loi logarithmique. La consommation est de l ordre de 130mA. Le fonctionnement est sain, néanmoins la constante de temps introduite par le filtre passe bas C 5 R 5 de la figure 4, introduit une latence non négligeable (mise en évidence grâce au Par. 3.6) qui nous limite dans la rapidité des mouvements du curseur. Un changement de celle-ci pour une valeur de 100nF donne un ripple à peine plus élevé (±1mV pp en plus), et
une réactivité bien meilleure. Le test effectué avec le patch PureData (cf. Par. 3.6) était le suivant : 1. Canal droit du son sur une piste avec une capacité de 330nF 2. Canal gauche du son sur une piste avec une capacité de 100nF La différence est flagrante! Le système est bien plus réactif. Il reste plus qu à vérifier si le système est assez rapide pour les artistes. Nous avons mis en évidence ce temps de latence, avec un fading théorique, à savoir un temps nul pour passer de +10dB à db (soit 5V à 0V). Cette latence est donc bel et bien 5 τ, soit à peu près 318 ms, avec une capacité de 330 nf, comme le montre la figure 8 Figure 9. Organigramme Notre première approche était d utiliser les convertisseurs avec une résolution de 8 bits, en lieu et place des 10bits, permettant de donner moins d importance aux bruits, et ce avec une tension de référence de 2V56, générée de manière interne par l Arduino. Les premiers tests ont montré un manque de sensibilité dans les parties basses du curseur (-60 à -30 db). Pour augmenter cette sensibilité, nous sommes passés au mode 10 bits, avec une tension de référence externe de 5V, permettant d augmenter le rapport signal bruit. Cette dernière solution, combinée à une moyenne, permet d obtenir des résultats excellents, tant en sensibilité qu en stabilité. Figure 8. Simulation d un fading instantané Avec une capacité de 100nF, on approche les 100 ms. Néanmoins il faut tenir compte que cette latence n est pas celle que l on obtiendrait, puisque la rapidité du fading, est dépendant d un être humain. On peut donc supposer que l artiste va effectuer son fading en 150 à 200ms, donc notre latence deviendrait acceptable. 3.3. Partie embarquée : Arduino & OSC L Arduino Mega 2560 et son Ethernet Shield est basé sur un Atmega 2560, processeur 8bits. Dans un souci de rapidité, on fait faire à l Arduino que le stricte nécessaire, à savoir les conversions, puis l envoi de ces data via OSC, de manière continue, au PC qui fera tourner le patch MAX / MSP final. L organigramme du programme est présenté à la figure 9. 3.4. Limitations des moyennes On l a vu, faire une moyenne permet de réduire le bruit, néanmoins trop de moyennes introduit des latences qui peuvent se montrer limitantes. On va se baser sur une latence totale permise de 10ms, sur toute la chaine. Au delà de 10ms, les oreilles les plus sensibles se rendent compte de ce retard. 3.4.1. Temps de conversion : sans moyenne Sont ici observés les temps pour effectuer les 16 conversions, et pour envoyer les données par UDP. Nous pouvons observer à la figure 10 ces différents temps : 1. Etat logique 1 : Temps total de conversion = 2.47ms 2. Etat logique 0 : Temps total d envoi = 2.13ms 3. Temps total : 4.60ms
3.4.4. Conclusion Dans l état actuel, il ne vaut mieux pas aller au delà d une moyenne de 2 voir 4 conversions consécutives, si l on veut garder un temps de traitement rapide. Néanmoins en programmant l Arduino avec une autre approche, nous devrions récupérer en rapidité, et monter facilement à 8 conversions. Figure 10. Temps de conversion & d envoi - sans moyenne 3.4.2. Temps de conversion : moyenne de 2 En effectuant pour chaque canaux deux mesures consécutives, nous obtenons le résultat présenté à la figure 11. 3.5. Points communs à toutes les cartes Une alimentation symétrique stabilisée et régulée a été mise en place, à l aide de circuits monolithique (7815 et 7915). Le ripple introduit est très faible (<5mVpp). Nous avons choisi un transformateur torique, permettant de rayonner et de perturber le moins possible. Chaque circuit intégré possède ses condensateurs de découplage (la norme veut qu au minimum l alimentation soit découplée tout les 3 à 4 circuits intégrés. De fait nous nous assurons d une meilleure immunité aux bruits). Un plan de masse a également été prévu sur les PCB 4 réalisés par Eurocircuit. Ce plan de masse passe entre chaque piste de signaux, de telle manière que deux pistes ne soient pas côte à côte, évitant tout couplage capacitif, comme le montre la figure 12 Figure 11. Temps de conversion & d envoi - moyenne de 2 1. Etat logique 1 : Temps total de conversion = 4.24ms 2. Etat logique 0 : Temps total d envoi = 2.13ms (invariable) 3. Temps total : 6.37ms Le temps de conversion n a pas doublé, malgré un doublage du nombre de conversions. Ceci s explique par le fait que la sur-couche Arduino ne demande pas le même traitement au niveau du multiplexeur d entrée du CAN, lorsque deux conversions consécutives du même canal est demandé. Néanmoins, il semblerait d après les tests et la littérature que la couche Arduino n est pas optimisée pour ne pas demander le processus de décharge et recharge du Sample & Hold. Ceci étant un élément limitant point de vue rapidité de conversion. 3.4.3. Temps de conversion : moyenne de 4 Nous arrivons à un temps total de 10ms. La même remarque que ci dessus est d application. Figure 12. Vue du PCB, le couplage capacitif est nul entre les pistes de signaux 3.6. Patch Pure Data de test Comme déjà évoqué dans ce document, il y aura un patch MAX/MSP, qui devra être réalisé par M. Boiley de Musique & Recherche. En attendant sa mise en œuvre, nous avons réalisé un patch Pure Data 5 permettant la récupération des données OSC, et le traitement pour directement gérer le volume sonore d une musique en lecture, via Pure Data. 4. Printed Circuit Board : Circuit imprimé 5. Pure Data est semblable à MAX/MSP, mais est open source.
Grâce à ce patch, nous avons pu nous rendre compte de la réactivité de la numérisation à la hauteur des perceptions humaines. Ceci a permis de mettre en avant une latence due à la décharge trop lente de la capacité du détecteur de crêtes (cf. Par. 3.2 ). Ceci se traduit par un fading légèrement trop lent. Concrètement lorsque l artiste passe de +10dB à - db, l amplitude du son diminue, avec un décalage par rapport à la position du fader, mais cette latence est à peine perceptible. Cette latence n est pas perceptible, même si l on bouge rapidement le curseur (par exemple 0 à +10dB ou inversement). C est uniquement lorsque la variation demandée est très grande (typiquement toute la course du fader, la capacité ne sachant pas se (dé)charger instantanément). Néanmoins, cette capacité a été changée (cf : Par. 3.2) le résultat comme déjà annoncé est très satisfaisant mais doit-être validé par le client. Ce patch rudimentaire servira comme base pour la présentation. 4. BOITIER Les boitiers choisis sont des Rack 2U (19 pouces), d une dimension de 400mm 250mm 89mm. Dans un soucis de finition, les faces avant et arrières sont réalisée chez un professionnel de la découpe au Laser et à l eau : Water- Cutting - Gembloux. Pour ce faire, Warren Paulus nous a réalisé des plans dans Autocad 6, déterminant l emplacement exact de tous les connecteurs, interrupteurs,... Nous avons également décidé d installer deux ventilateurs sur la face arrière d un diamètre de 60mm, afin de brasser et renouveler l air à l intérieur des boitier, évitant l emballement thermique des éléments chauffants (alimentation). 4.2. Face arrière Sur la face arrière est présent : 1. 2 ventilateurs 60mm avec leur grilles 2. Un porte fusible 3. Un connecteur ISO 230V 4. Un connecteur Ethernet Les ventilateurs permettent une circulation d air. Un est positionné en refoulement, l autre en extraction. 5. CONCLUSION ET TRAVAIL RESTANT À FAIRE Actuellement seul un des 3 module a été construit. Les 3 séries de plaques électroniques sont néanmoins soudées. Il reste donc à faire les deux autres boitiers. Ce premier prototype est fonctionnel. Il nous faudra valider le design avec les techniciens de Musique & Recherche, et déterminer la valeur idéale de la capacitée du filtre passe bas du détecteur de crêtes, permettant un suivi fidèle du curseur, dans les déplacements rapides. Il s agit ici d un compromis stabilité / rapidité de conversion. En effet si l on fait des moyennes de 4, 8 ou 16 mesures par canal, le temps de conversion devient excessif, introduisant de la latence. Néanmoins, pour améliorer la stabilité, une moyenne de 8 ou 16 mesures par canaux pourrait-être envisagée, à condition de reprogrammer l Arduino (autres modes?), ou de changer de plateforme (PIC, avec des convertisseurs flash rapide, et une résolution de 16 bits, par exemple). 4.1. Face avant Sur la face avant est présent : 1. 16 connecteurs 6.35mm (signaux de référence) 2. 16 connecteurs 6.35mm (signaux à numériser, ayant subi une atténuation par son passage dans la table de mixage) 3. Un switch bipolaire On-Off (toggle) avec néon interne Pour soigner le câblage, un seul point de masse est récupéré sur les connecteurs de la face avant, évitant la formation d une boucle de masse, qui aurait pour conséquence la naissance d un courant, et donc d une tension parasite sur les signaux à numériser, tendant à réduire le rapport signal sur bruits S N. 6. REFERENCES [1] Gilles Schimtz, TFE, Proceedings of the International Symposium on Music Information Retrieval, Plymouth, USA, 2000. [2] Unknown, Wikipédia, MAX/MSP : http ://fr.wikipedia.org/wiki/max/msp [3] Arduino, Arduino Mega 2560 : http ://arduino.cc/it/main/arduinoboardmega2560 6. AutoCAD est un logiciel de dessin assisté par ordinateur (DAO)