L amplificateur audio.

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1 PROJET D ELECTRONIQUE ANALOGIQUE L amplificateur audio. PEPITONE Kévin RAGOT Lise Electronique Première année Groupe G

2 Index des Figures p Première partie : SOMMAIRE. Project overview and specifications p3 a. Specifications b. Presentation. Operational amplifier structure p4 3. Push-pull power stage using MOS transistors. Amplifier classes. Why Class B is more effective p4 a. Choice of the class b. The Push-pull 4. Layout using an ideal current generator to eliminate crossover distortion p6 a. Crossover distortion b. Solution in order to eliminate crossover distortion Deuxième partie : 5. Amplificateur de tension p 6. L étage d entrée de type amplificateur différentiel. --- p 7. La contre réaction globale p4 8. Le filtre d entrée p5 9. Complément : la régulation de la température p6 Conclusion p7 ANNEXE : Dossier de fabrication p9 ANNEXE : TP Amplificateur de puissance classe B. --- p8 ANNEXE 3 : TP Amplificateur différentiel p35

3 INDEX DES FIGURES Première partie : Figure : Amplifier schematic. Figure : Amplifier control and band-width filter schematic. Figure 3 : Common collector assembly with both MOS transistors. Figure 4 : Push-pull crossover distortion graph. Figure 5 : NMOS transistor schematic. Figure 6 : NMOS transistor charactéristic. Figure 7 : Push-pull schematic without distortion. Figure 8 : Push-pull and current generator schematic with various value. Figure 9 : Parametric study graph. Figure 0 : Push-pull and current generator schematic with r=400ω. Figure : Graph without distortion. Figure : Push-pull schematic with current mirror. Deuxième partie : Figure 3 : Amplificateur de tension. Figure 4 : Amplificateur de tension et condensateur. Figure 5 : Schéma de l amplificateur différentiel. Figure 6 : Amplificateur différentiel en petits signaux. Figure 7 : Schéma du montage avec l amplificateur différentiel. Figure 8 : Rétroaction de l amplificateur. Figure 9 : Montage de la rétroaction Figure 0 : Schéma du filtre. Figure : Fonctionnement du filtre. Figure : Etage de régulation de la température. Annexe : Figure 3 : Schéma global de l amplificateur audio. Figure 4 : Etage de routage de la carte sur le logiciel Orcad Layout. Figure 5 : Schéma représentant l emplacement des composants sur la carte. Figure 6 : Aperçu du typon de notre carte électronique. Figure 7 : Typon de notre carte électronique sur sa face inférieure. Figure 8 : Typon de notre carte électronique sur sa face supérieure. Figure 9 : Amplificateur audio. Figure 30 : Oscillogramme qui nous a permis de trouver une amplification de 3,6. Figure 3 : Oscillogramme pour un signal d entrée à 0Hz. Figure 3 : Oscillogramme pour un signal d entrée à 0kHz. Figure 33 : Oscillogramme pour un signal d entrée carré à khz. Figure 34 : FFT du signal d entrée (sinus à khz). Figure 35 : FFT de notre signal de sortie.

4 PREMIÈRE PARTIE. Project overview and specifications. a. Specifications This project aimed to design and make an audio amplifier which delivers a power higher or equal to 0W. However, this amplifier must be a HIFI amplifier. So it is necessary to respect the specifications : - Load impedance : 8Ω - Input impedance : higher than kω - Output maximum power : 0W for a level of input tension equal to V - Rate of distortion lower or equal to 0,% - Band-width included between 0Hz and 0kHz (equivalent to the audible band frequency) b. Presentation An amplifier is a device that enables an input signal to monitor an output signal. The output signal had some of the characteristics of the input signal but it was generally larger in terms of voltage, current, or power. In order to listen to the output signal, the amplifier was linked to a speaker. The amplifier can be represented with this schematic : Figure : Amplifier schematic. The first step was to choose the amplifier so that the specifications are respected. This amplifier must contain a current and a voltage amplifier at the same time. 3

5 . Operational amplifier structure. The amplifier was composed of two parts : - The first one was the amplifier which is used to perform the signal; - The second one was the filter which selects the band-width [0Hz;0kHz]. The filter was placed before the amplifier. However, when the filter is before the amplifier, the amplifier does not amplify noise. So, two resistors R and R, permitting amplifier stability, was used to control the amplifier. The amplifier structure could be resumed thanks to this schematic : Where α = R. R + R Figure : Amplifier control and band-width filter schematic. 3. Amplifier classes. Why Class B is more effective. Push- Pull power stage using MOS transistors. a. Choice of the class The end stage of the device requires the signal current to be amplified. Several solutions can be used in order to amplify this current : A or B power amplification class. A and B classes are the most common amplifier used. The A class was eliminated for this project because it uses 00% of the input signal. There is neither saturation nor blockage. Therefore the biasing conditions imposed IS 0 0 VS 0 0. Consequently the power efficiency was reduced. So, the schematic was designed with a B class amplifier. Indeed, it presented fewer advantages in this project : crossover distortion was lower and power was more important. 4

6 b. The Push-Pull The Push-pull schematic is composed of two MOS transistors : the first one is a N canal transistor whereas the second one is a P canal transistor. Each transistor is linked at a Vcc or Vcc generator and has a voltage threshold noted V T. When VT < VE, the MOS transistor Tis on whereas T is blocked. T pushes the current coming from + Vcc toward the output and the resistor R L. Current is taken off the load by T. When VT > VE, the MOS transistor T is blocked whereas T is on. T pulls the current coming from RL toward the generator Vcc. So, T brings current in the load. Both transistors, having the same gain, constitute common collector assembly. They are polarized by the previous stage. Moreover, they worked thanks to two power supplies which were continuous and symmetric compared with the ground. The current which circulated in the charge ( 8 ) was generated by both transistors in turn. Here is the schematic of the Push-pull : R = Ω, L In this schematic, T is named T 7 and T is named T 8. Figure 3 : Common collector assembly with both MOS transistors. The bulk connections could be noted : N-type bulk was connected to the lowest voltage in this case - Vcc and the P-type was connected to the highest voltage in the case Vcc. 5

7 4. Crossover distortion. Layout using an ideal current generator to eliminate crossover distortion a. Crossover distortion A distortion phenomenon is created by Push-pull assembly. This crossing distortion phenomenon is due to the two blocked transistors. It could be noticed thanks to the simulation software : Figure 4 : Push-pull crossover distortion graph. The output voltage was not linear but stopped at 0V during the crossing distortion phenomenon. This 0V stage ran during the both V T voltage that was around 4V. b. Solution in order to eliminate crossover distortion. To eliminate this phenomenon a voltage was created and compensated the stage. This voltage depends on transistor models used in the design stage. In order to know the value of this voltage, the transistor schematic and its characteristic was studied. Here is the study of the NMOS transistor : 6

8 Figure 5 : NMOS transistor schematic. Figure 6 : NMOS transistor characteristic. Thanks to the simulation, the transistors V T voltage could be seen around V. Thus, a schematic which generated a V T voltage was made, like in the Figure 7. After measures, the generator value was around 4,V. Figure 7 : Push-pull schematic without distortion. 7

9 In order to create this V T voltage, a potentiometer, of r value, was used in series with a current generator. So, the resistor was between G T and G T and the current generator was between G T and Vcc, as the following figure shows it. Figure 8 : Push-pull and current generator schematic with various r value. The generator current had to generate a current I 0 =ma. Consequently, the resistor value was determined by a simulation in order to have this current and the V T voltage. Indeed the resistor voltage was V V T i.e. V =r. I 0, thus, the resistor value was r=400ω. With a view to determine r value, a parametric study was used : Figure 9 : Parametric study graph. 8

10 With the theoretical study, the graph was plotted from r=3800ω to r=4400ω. The best r value was r=400ω. So, for r=400ω the next schematic and characteristic were drawn : Figure 0 : Push-pull and current generator schematic with r=400ω. Figure : Graph without distortion. However, the most important problem is that the current generators cannot be controlled. As a result, the current generator was replaced by a system with resistors and a transistor. This solution created an amplifier controller with a current mirror, like the figure shows it. 9

11 0 Figure : Push-pull schematic with current mirror.

12 DEUXIEME PARTIE 5. Amplificateur de tension. En entrée du montage Push-Pull, nous avons placé un étage ayant pour but d amplifier la tension. Cet amplificateur de tension nous permet d avoir en sortie la puissance imposée par le cahier des charges. L étage amplificateur de tension est constitué d un transistor NPN : Figure 3 : Amplificateur de tension. Par la suite, nous placerons un condensateur de 0pF entre l émetteur et le collecteur de ce transistor afin d avoir une marge de phase de 45 comme nous le montre le schéma ci-dessous : Figure 4 : Amplificateur de tension et condensateur.

13 6. L étage d entrée de type amplificateur différentiel. Pour un bon fonctionnement de notre amplificateur audio, nous avons réalisé une contre réaction. Dans le but d asservir notre système nous avons réalisé un amplificateur différentiel. Cet amplificateur a été conçu à l aide de transistors NPN. Voici le montage de l amplificateur différentiel que nous avons réalisé : Figure 5 : Schéma de l amplificateur différentiel. Dans un premier temps, nous avons utilisé une source de courant à la place de la résistance R. Dessinons le schéma en petits signaux de l amplificateur différentiel : Figure 6 : Amplificateur différentiel en petits signaux. On a alors pu calculer l amplification en mode différentiel et en mode commun : A d v gm = = R s v d ve = ve vs β0 Rc Rc Ac = = v rbe + + R ' R ' c ve = ve = vc c ( β ) 0 On remplace le générateur de courant par la résistance R.

14 Voici le schéma de l amplificateur différentiel relié à la partie du montage déjà étudiée : Figure 7 : Schéma du montage avec l amplificateur différentiel. Pour choisir les valeurs de la résistance R et du potentiomètre Rc, nous avons du respecter les 3 conditions suivantes : - Les transistors T3 et T4 doivent fonctionner en régime linéaire : I V R V ' 0 cc c B0 donc = avec V [ V 30 mv ; V + 30mV ] B B0 B0 ' ' ' I0 I0 I0 Rc Vcc VB0 Rc Vbe 4 Rc 0,7V On doit alors avoir R - in out - ' Rc I0 0,7, 4V = ; R or Rin = rbe4 4,7kΩ et Rout = Rc donc on doit avoir 4,7kΩ Rc ; ' I0ne doit pas être trop élevé et donc R in ne doit pas être trop faible. On choisit alors de prendre R ' = 00Ω. On a alors un potentiomètre R c pouvant avoir une résistance de 69Ω. ' I0 = 8,8mA et R = 69Ω. On va donc choisir c 3

15 7. La contre réaction globale. Un amplificateur audio permet d amplifier un signal sonore. Cependant, pour que cet amplificateur soit de bonne qualité, le signal à amplifier ne doit être ni déformé ni décalé par l amplificateur. Or, un circuit électrique peut être altéré par de nombreux éléments comme le milieu extérieur. C est pour cette raison que nous avons introduit un système de contre-réaction : Figure 8 : Rétroaction de l amplificateur. Vs A R On a ici Vs = A ( Ve αvs ) donc = = quand A où α =. V e + α A α + α α R + R A Nous voulons ici avoir A. Pour cela, nous allons déterminer α de manière à ce que α A. α R Or nous savons que α =. Nous devons alors choisir les valeurs de R et R permettant de R + R remplir cette condition. Ces résistances font partie de la boucle de rétroaction, comme nous le montre le schéma suivant : ε = V αv et α = e s R R + R Figure 9 : Montage de la rétroaction. 4

16 8. Le filtre d entrée. D après le cahier des charges de notre amplificateur audio, nous devons créer un amplificateur fonctionnant sur une bande passante allant de 0Hz à 0kHz. Cette bande correspond à la bande de fréquence audible par l oreille humaine. Nous avons donc aucun intérêt à amplifier des fréquences autres que celles comprises entre 0Hz et 0kHz. C est pour cette raison que nous avons placé en entrée du montage un filtre passe bande. Voici le schéma du filtre réalisé : Figure 0 : Schéma du filtre. L ensemble {R 6 ;C 3 } forme un filtre passe bas qui a une fréquence de coupure de 0Hz et qui permet de couper toutes les fréquences supérieures à 0kHz. Sa transmittance est f H PB ( jω) = + jr C ω. Soit 6 3 H PB ( jω) = avec ω 0 = ω + j R C ω donc = π R C. Or nous savons que 0 f = khz 0 donc R6C = π. Nous avons choisi de prendre R 6 = 80Ω et C3 = 9,7nF. L ensemble {R 7 ;C 4 } forme un filtre passe haut qui a une fréquence de coupure de 0Hz et qui permet de couper toutes les fréquences inférieures à 0Hz. ω j jr7c4ω ω0 Sa transmittance est H PH ( jω) =. Soit H PH ( jω) = avec ω 0 = donc + jr7c4ω ω + j R7C4 ω f 0 = π R C. Or nous savons que 0 f = Hz 0 donc R7C = 4 40π. Nous avons choisi de prendre 7 4 R7 = 4,7kΩ et C4 =,7 µ F. 0 Voici un schéma permettant de résumer le fonctionnement de ce filtre : 5

17 Figure : Fonctionnement du filtre. 9. Complément : la régulation de la température. Revenons à l étage Push-pull. Cet étage est composé de deux transistors MOS. Ces deux transistors produisent de la chaleur. En effet, plus le gain en courant augmente plus ils produisent de la chaleur. C est pour cela que nous avons ajouté 4 résistances de faible valeur. Ces 4 résistances de Ω ajoutées en série avec les sources des transistors permettent alors une régulation de la température. Figure : Etage de régulation de la température. D autre part, lors de la réalisation de notre amplificateur audio, nous avons utilisé des radiateurs pour chacun des transistors MOS. Ces radiateurs nous permettent une meilleure diffusion de la chaleur produite par les transistors. 6

18 CONCLUSION Ce projet nous a permis de concevoir un amplificateur audio. Pour arriver à le réaliser, nous avons dû suivre plusieurs étapes : - Conception du circuit électronique à l aide du logiciel Orcad afin de respecter le cahier des charges ; - Préparation à la réalisation de la carte électronique (routage) ; - Préparation de la carte électronique (impression du circuit imprimé et perçage de la carte) ; - Mise en place des composants (soudures) ; - Phase de test de la carte électronique ; - Aboutissement final : branchement de la carte alimentée à une source audio et une enceinte. L amplificateur audio est un sujet complet qui fait à la fois intervenir des transistors bipolaires et des transistors MOS d une part et qui permet l étude de nombreux étages très différents les uns des autres, d autre part. En effet, nous avons été amenés à étudier un montage Push-pull, un amplificateur de courant, un amplificateur de tension, un amplificateur différentiel ainsi qu un filtre. Cependant, nous avons dû aller jusqu à la phase de réalisation. Pour cette raison, nous avons été obligés de tenir compte des contraintes de température. 7

19 ANNEXES 8

20 ANNEXE DOSSIER DE FABRICATION Grâce au logiciel Orcad, nous avons pu réaliser de nombreuses simulations. Ces simulations nous ont permis de mettre au point le schéma global de notre amplificateur audio. Ainsi, par la suite, nous avons pu, à partir du schéma global obtenu, réaliser notre carte électronique. Dans cette annexe, nous allons nous intéresser à la conception de la carte électronique. Le schéma électronique global a été construit sous le logiciel Orcad. Nous avons positionné les points tests, qui nous ont permis de réaliser des mesures pratiques sur notre carte électronique, les masses, les alimentations +0V et -0V ainsi que les cavaliers. Tout d abord nous allons vous présenter le schéma électronique global correspondant à notre amplificateur audio : Figure 3 : Schéma global de l amplificateur audio. Intéressons nous, à présent, à la fabrication de la carte. Dans un premier temps, le logiciel Orcad nous a permis de placer les composants sur la carte. C'est-àdire de faire l étape de routage de la carte. 9

21 Figure 4 : Etape de routage de la carte sur le logiciel Orcad Layout. Nous noterons que les pistes de la partie puissance sont deux fois plus larges que les autres. Pour cela, nous avons dû modifier les empreintes des composants, c'est-à-dire les Footprint. Nous avons respecté le tableau suivant : Résistance /4W Résistance /W Cavalier + Résistance R L Potentiomètre : - R c - R Condensateur polarisé Condensateur non polarisé Condensateur céramique Plot Point test resa resb rk5 trimb pt-d chima capa capck05 pl-b cna 0

22 Voici l emplacement des composants que nous avons choisi sur la carte : Figure 5 : Schéma représentant l emplacement des composants sur la carte. L emplacement des composants a été réalisé de manière à ce qu il y ait le moins possible de vias. Cependant, nous nous sommes aussi attardés sur l esthétique de la carte. C est pour cette raison que les résistances sont regroupées, les cosses poignards alignées, les transistors, condensateurs et potentiomètres sont placés ensembles. D autre part, Orcad nous a permis d avoir une vue globale de notre typon. Figure 6 : Aperçu du typon de notre carte électronique.

23 Sur ce typon, nous remarquerons que le circuit imprimé en vert correspond au dessous de notre carte alors que celui en marron correspond au dessus. En effet le nombre important de composants et la volonté de produire une carte électronique esthétique, ne nous a pas permis d avoir l ensemble du circuit imprimé sur la face inférieure. De plus nous avons routé des pistes de largeur supérieure pour la partie puissance. Toujours à l aide du logiciel Orcad, nous avons imprimé le typon sur papier transparent pour réaliser le typon sur notre carte électronique. Voici le typon sur sa face inférieure : Figure 7 : Typon de notre carte électronique sur sa face inférieur. Et voici la face supérieure du typon : Figure 8 : Typon de notre carte électronique sur sa face supérieure.

24 Nous allons pouvoir à présent procéder à la phase de perçage de la carte en respectant les diamètres des pattes des composants. Puis, nous avons soudé l ensemble des composants à la carte électronique percée. Voici un aperçu de la face supérieure de notre carte électronique : Figure 9 : Amplificateur audio. Effectuons à présent des mesures sur notre carte électronique pour V = 5V et V = 5V. CC CC Nous plaçons en sortie une résistance de charge de R L = 8Ω. On injecte alors en entrée un sinus de fréquence khz et de Vpp=V. 3

25 Voici ce que l on relève à l oscilloscope : Figure 30 : Oscillogramme qui nous a permis de trouver une amplification de 3,6. En plaçant en entrée un signal sinusoïdal de fréquence khz et de Vpp=V on obtient en sortie un signal sinusoïdal d amplitude 3,6V. On remarque alors que les temps de montée en entrée et en sortie sont équivalents : 7µs pour le signal d entrée et 93µs pour le signal de sortie. D autre part, nous mesurons les temps de descente : 73µs pour le signal d entrée et 93µs pour le signal de sortie (il est équivalent a celui de la montée). Nous allons à présent déterminer la bande passante de notre amplificateur audio. Pour cela, nous avons relevé le signal pour une entrée placée à 0Hz puis à 0kHz. Voici la courbe obtenue pour une entrée à 0Hz : Figure 3 : Oscillogramme pour un signal d entrée à 0Hz. 4

26 Voici la courbe obtenue pour une entrée à 0kHz : Figure 3 : Oscillogramme pour un signal d entrée à 0kHz. Nous mesurons une bande passante comprise entre 6Hz et 0kHz, semblable à ce qui est demandé dans le cahier des charges. Nous pouvons estimer que l écart est dû au fait que l on a utilisé des composants normalisés pour réaliser notre circuit électronique. Appliquons à présent un signal carré en entrée de fréquence khz et de manière à avoir 0Vcc de notre amplificateur audio : Figure 33 : Oscillogramme pour un signal d entrée carré à khz. Nous obtenons également un signal carré en sortie. 5

27 Maintenant, avec en entrée un signal sinusoïdale de fréquence khz réglée pour avoir 0Vcc en sortie, relevons le spectre de sortie grâce à la fonction FTT des oscilloscopes Tectronix. Voici le spectre d entrée : Figure 34 : FFT du signal d entrée (sinus à khz). Voici le spectre de sortie : Figure 35 : FFT de notre signal de sortie. L amplification réalisée par notre circuit électronique est de 3,6dB. Cette valeur est vérifiable sur notre spectre de Fourier. En effet, entre la première harmonique en entrée et la première harmonique en sortie, on a un écart de,3 carreau. Or l échelle correspond à 0dB/carreaux, ce qui nous fait une amplification de 3dB. 6

28 Nous remarquons que la eme harmonique à khz est 000 fois plus petite que celle à khz. On a donc un taux de distorsion qui est quasiment nul. On ne déforme pas le signal d entrée. On respecte donc bien le cahier des charges. Pour conclure, nous pouvons remarquer que notre amplificateur remplit bien la condition d amplifier uniquement les fréquences comprises entre 0Hz et 0kHz avec un taux de distorsion harmonique ne dépassant pas 0,0%. 7

29 ANNEXE TP AMPLIFICATEUR DE PUISSANCE EN CLASSE B Dans ce TP, nous allons étudier un amplificateur de puissance Audio Fréquence à transistors complémentaires. Voici le montage que nous étudions : Nous limitons le courant d alimentation à300ma. 8

30 I) Distorsion de croisement. Traçons tout d abord la caractéristique de transfert entre l entrée E et la sortie S soit V f ( V ) S = : E Nous observons une non-linéarité de la caractéristique de transfert V linéarité de la caractéristique de transfert = f ( V ) non-linéarité correspond à la zone de la distorsion de croisement. Dans cette zone, on a V < VE < V, donc V GS < V T = 5 mv. Les deux transistors MOS Q 3 et Q 4 sont alors bloqués en même temps et la sortie est nulle. Pour VGS > VT, les transistors sont passants, la sortie est alors de même signe que l entrée, avec un gain d environ. Puis traçons les caractéristiques V ( t ) et ( ) E V t (avec V 6V après avoir ajouté un offset au niveau du générateur pour centrer la courbe V ( t ) : S S = et V ( ) pp S E E t sinusoïdale à 50Hz) S )autour de 0. Cette 9

31 Nous pouvons observer en sortie le phénomène de distorsion. Les deux transistors Q 3 et Q 4 forment alors un montage Push-pull. En effet, nous retrouvons bien dans ces courbes les caractéristiques d un montage Push-pull : - Lorsque VT < VGS avec VT = 5 mv, le transistor MOS Q3 est passant alors que Q 4 est bloqué. Q 3 pousse le courant venant de + Va vers la sortie et vers la résistance R L. Q 3 enlève du courant de la charge. - Lorsque VT > VGS, le transistor MOS Q3est bloqué alors que Q 4 est passant. Q 4 tire alors le courant venant RL vers l alimentation de 0V. Q 4 apporte donc du courant dans la charge. Ce montage est bien constitué de deux transistors : un pour amplifier la partie négative du signal, et le second pour amplifier sa partie positive. Les deux parties du montage sont donc amplifiées séparément ce qui permet d avoir des puissances d amplification supérieures à celles que l on aurait eues si l on avait utilisé un montage constitué d un seul étage. D autre part, les drains des deux transistors étant tous deux reliés à la masse, il s agit là d un montage drain commun. Lorsque les deux transistors Q 3 V t = V. L amplification en tension entre E et S est donc de. 3 quand ( ) 3 E 3 et 4 Q ne sont pas bloqués, nous pouvons noter que V ( t ) = V S 30

32 II) Etude de la polarisation de l étage de sortie. Nous allons désormais polariser légèrement l étage de sortie de manière à ce que les transistors Q 3 et Q 4 ne soient pas bloqués au repos. Le courant de repos est faible : les transistors seront alors tous les deux passants en petits signaux et alternativement bloqués et passants lorsque l amplitude du signal est forte. La distorsion de croisement est ainsi pratiquement annulée lorsque le signal est faible. ) Montage avec la résistance Ret le générateur de courant. Nous utilisons alors le montage suivant : Nous souhaitons dimensionner R pour avoir un courant I = ma. Or d après la loi des mailles, nous pouvons écrire 0V + VR VE R I VCE + VCE = 0 0V + V V R I = 0 R E 0V + V V = R I R E 0V + VR V R = I E 0 +,5 3 En prenant VR =,5V ( V R varie donc bien entre V et 3V ) on a R = soit 3 0 R = 9,5kΩ. 3

33 Nous allons utiliser une valeur normalisée de R donc on prend R = 6,8kΩ.. On a alors I =,38mA. Dans un premier temps, nous testons le miroir de courant seul. Lorsque le transistor C est relié à la µ masse, I = 435 A. Au cours du temps, nous observons que le courant I augmente. Ceci est principalement du au fait que le transistor chauffe. ) Mesures. Nous notons, d après nos observations, que pour des amplitudes faibles, lorsque la valeur de la résistance R diminue, la distorsion diminue également. Nous réglons alors R pour avoir un signal non déformé. Le courant de repos que l on mesure dans Q est alors égal à Q3 = 9mA. 3 Ainsi, nous relevons la nouvelle caractéristique V f ( V ) S = : E 3

34 III) Amplificateur Push Pull en classe B. ) Fonctionnement. Nous pouvons prévoir que les formes d ondes des courants I3et I 4 sont des demi-sinus. ) Théorie. Notons V m l amplitude crête de V t. de V a, R L. l amplitude crête de ( ) Nous souhaitons exprimer P u et P Expression de la puissance dissipée : P = P P 4 a m m a m π V m m Va πvm V V V 4V V V Pd = = = π R R π R π R s et a lim Expression de la Puissance utile : P u L L L L en fonction des grandeurs mesurées, c'est-à-dire V m, Ia limet V = R Expression de la Puissance d alimentation : P lim = Pu Expression du rendement : η = P a lim m L a V a V m π R Vm π RL πv η = = R V V 4V d a lim u L L a m a ( ) m 3 ) Mesures et résultats. Pour des amplitudes V = 3V de, voici les images en tensions des courants I ( t m I t) et ( ) 3 I t : 4 33

35 Tableau des valeurs théoriques et pratiques pour V = 3V (avec R = 39Ω et V = 0V ): m L a m Théorique littérale Théorique numérique Pratique formule Pratique numérique V / / / 3V I a lim a lim P P a lim a lim P u P d η P d I P u V m = 4, 5mA / 5mA π R L V a V m = 489, 7mW π R V m R L L V eff R L 34mW = 5, 4mW 8mW ( 4 π ) Vm Va Vm = 374, 3mW 6mW π R L πvm η = 35, 6mW 4V a Tableau des valeurs théoriques et pratiques pour V = 6V (avec R = 39Ω et V = 0V ): m L a m Théorique littérale Théorique numérique Pratique formule Pratique numérique V / / / 6V I a lim a lim P P a lim a lim P u P d η P d I V m = 48, 9mA / π R L V a V m = 979, 4mW π R L L Vm Pu = 46, 5mW R ( 4 π ) Vm Va Vm = 57, 9mW π R L πvm η = 47, mw 4V a 34

36 ANNEXE 3 TP AMPLIFICATEUR DIFFERENTIEL Dans ce TP, nous cherchons à étudier la structure de base d un amplificateur différentiel et à le caractériser grâce à ses paramètres que nous allons mesurer. D autre part, nous nous intéresserons aux miroirs de courant. ere PARTIE : Structure élémentaire. Où les transistors T et T sont issus du circuit intégré CA3083. A) Etude théorique Question ) Soit la tension de mode commun V ( V V ) = =. C e e D après la loi des mailles, on a Vee + R I0 + VBE 0 = Ve Donc I V V V e ee BE 0 0 = R I 0 V V V = R C ee BE 0 Application numérique pour V C = 0 (on prend VBE 0 0,6) : I 5 0,6 = d où I0 0,96mA

37 Question ) = où DS La dynamique maximum de sortie crête à crête, notée D, vaut D min ( D ; D ) correspond à la limite due à la saturation du transistor T et DBà la dynamique due au blocage de T. Or d après la loi des mailles, on a VS = Vcc RC IC. Cependant, on peut également écrire VS = Ve + VCB = Ve + VCE VBE 0 or VBE 0 0,6 Donc V = V + V 0,6. D où S e CE I0 D = V 0 V = V R V + 0,6 V car le courant circulant dans R S S S V cc C CE = VCEsat e CEsat C est S B I 0. I0 Et DB = VS V I S 0 = RC C = 0 La dynamique de sortie est maximale pour DS = D. Avec V C = 0 on doit avoir R RC pour optimiser la dynamique. Question 3) Voici le schéma équivalent dynamique de l amplificateur différentiel : B Question 4) a) En mode différentiel, la loi des mailles nous permet d écrire : ( ) ve = rbe ib + R ( β0 + ) ( ib + ib ) ( ) v = rbe i + R ( β + ) ( i + i ) e b 0 b b vd D autre part on a ve = ve = et si les deux transistors Tet T sont identiques, on a également i = i. b b 36

38 Dans la résistance R, il n y a donc aucun courant variable d où I 0 est constant et i 0 est nul. b) * A Donc * A v s d = or vd vd ve= ve = c D où * R out A R β C 0 d = d où v rbe s v c v = v = v e e c vs = RC β0ib v = v v = rbe( i i ) = rbe i d e e b b b A d RC = gm v = R β i s C 0 b ( ) = or v = rbe i + R( β + )( i + i ) = i rbe + R( β + ) A c D où Rout * R RC β0 = rbe + R + c b 0 b b b 0 ( β ) s i s v = v = 0 i = i = 0 0 v v = R β i = or is = β0ib v e e b b = R C s C 0 b d md = or vd = rbe ib rbe ib = rbe( ib ib ) = rbe ib ib v d ve = ve = ib D où R = rbe md i b * R mc vc v = = i + i i b b v = v b rbe e e D où R = + R( β + ) mc c 0 or v = i rbe + R ( β + ) c b 0 c) Applications numériques avec V C = 0, RC = kω, β 0 = 0et VT = 5mV : 3 VT Calcule de rbe : rbe = β I avec I 0 C 0 = donc rbe = 00 = 0, 4kΩ I 3 0,48 0 C 0 On a alors A d =,54, A c = 0, 78, Rout = kω, Rmd = 0,8kΩ et Rmc = 300kΩ. 37

39 B) Mesures Pour effectuer nos mesures, on utilise le circuit intégré CA 3083 ci-dessous : ) Etude statique a) Manipulation : On place des fils en et 4, des résistances de kω en 0 et, et des résistances de 0kΩ en 3 et 7. Lieu de la mesure effectuée au voltmètre Entre la masse et le point B Entre la masse et le point B Aux bornes de R C () Aux bornes de R C (0) Ic 0 Ic0 Donc β = d où β = et β = donc 5 I I b0 Tension mesurée Vb0,8mV = Ib 0 Vb0,5mV = Ib0 Vc0 0,6V = c0 Vc0 0,64V b0 = c0 β =. Courant calculé V 0 = b =, 8µ A V 0 = b =,5µ A Vc 0 I = = 48µ A R I C Vc 0 = = 484µ A R C 38

40 b) Manipulation : On enlève les deux résistances de 0kΩ en 3 et 7 que l on remplace par des fils. Lieu de la mesure effectuée au voltmètre Aux bornes de C Aux bornes de C Tension mesurée R () V 0 = 0,69V R (0) V 0 = 0,60V Ic0 D où le rapport γ d = donc d 0,99 I c0 c c γ =. I I Courant calculé V c0 c0 = = 486 RC V c0 c0 = = 48 RC µ A µ A ) Etude dynamique en petit signal a) Manipulation : On a toujours les résistances de Rc=kΩ en 0et. On place des fils en 3, 4 et 9. On alimente au point E et on relie E à la masse. Pont diviseur résistif en sortie du générateur : 0Ω en et 0kΩ en. Le GBF qui alimente le circuit délivre une tension v = mv. epp * Mesure de v On a alors v * Mesure de A spp d A v s d = : vd vd ve= ve = = 700mV vepp = = 4mV 000 c v = : s v c v = v = v e e c vspp =,4mV On a vepp vc = ve = ve = = mv 000 A d = 75 A c = 0,70 b) Soit TRMC T RMC le taux de réjection de mode commun. Ad = 0 log TRMC = 47,9dB Ac c) En théorie, nous avons T = 47,dB. L écart entre la théorie et la valeur déduite des mesures RMCth est dû à l imprécision sur les résistances qui appartiennent à la norme et aux erreurs de mesures. 39

41 3) Etude en mode différentiel grand signal Manipulation : On place Rc=5kΩ en 0 et et des fils en, 3, 4 et 9. = 6mV correspond à la limite entre un signal triangulaire et un signal sinusoïdal. vepp eme PARTIE : Structure améliorée. ) Utilisation d un miroir comme source de courant. Nous utilisons le miroir de courant suivant : A) Etude théorique Question ) IE Ieb0 I + I = IE + IE = IE + car γ m = = γ m IE Ieb0 Et d autre part, quant le transistor T fonctionne en régime linéaire on a β + I = + I = I ( β ) E b β D où I = + + γ β m I 40

42 Question ) Schéma équivalent du dipôle vu entre les points A et B en tenant compte de l effet Early : Avec α = et ρ qui traduit l effet Early. + + γ m β B) Mesures Question ) On mesure la valeur de I, grâce à un ampèremètre que l on place en (6), pour différentes valeurs de V AB (que l on fait varier de 0à 5V ). V AB ( ) I ( ) V ma 0,95 0,98 0,99,0,03,04,06,07,09,0 V AB ( V ) I ( ma ) 3 4 5,,3,5,6,8 Voici la courbe de I f ( V ) = : AB I=f(VAB) I (en ma),4, 0,8 0,6 0,4 0, VAB (en V) 4

43 a) En extrapolant la courbe pour V = 0V on obtient I = 0,93mA. AB Le courant I est constant pour toute tension V AB : V R I = où V R correspond à la tension mesurée aux bornes de la résistance R de 5kΩ R 4,3 Donc I = = 953µ A Nous pouvons ainsi en déduire la valeur de γ mqui correspond au rapport du courant I pris pour VAB = 0V et du courant I : I Donc γ m = I γ m = = 0, Question ) Nous insérons le dipôle AB à la place de la résistance R dans le schéma que nous avons étudié précédemment. Manipulation : Les points C et E sont reliés à la masse. On alimente en E par 0Vpp. On place une résistance de 0Ω en, une de 0kΩ en, deux résistances de kω en 0 et et des fils en 3, 5 et 6 a) Mesure de A d : Manipulation : On place un fils en 7. vepp vd = = 0mV On a vepp = 0V donc 000 v = s 88V Donc A d = 94. Mesure de A c : Manipulation : On place un fils en 9. v v c s = 5mV = 4,38mV Donc A c = 0,87 4

44 ) Utilisation d un miroir en charge active. On remplace maintenant les résistances R C par un miroir de courant appelé ci-dessous «charge active». On considère donc désormais le schéma ci-dessous : A) Mesures Pour effectuer nos mesures, on utilise le circuit intégré CA 3083 ci-dessous : 43

45 Question ) Manipulation : On place un pont diviseur de tension qui va permettre d atténuer le gain de 40dB. Pour cela, on place un résistance de kω en et une résistance de 0Ω en 3. A v v s s d = or on mesure vd v v = v e v = 0 e e e or on mesure v = 8,4V et v = 98 V donc A = 444 s e µ d 44