7+(6( &RQFHSWLRQGXQ7K\ULVWRUN9HQFDUEXUHGH VLOLFLXPSRXUDVVXUHUODJpQpUDWLRQ

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1 N d ordre : 02-ISAL-0040 Année (6( résentée devant L INSTITUT NATIONAL DES SCIENCES ALIQUEES DE LYON our obtenir /(*5$'('('2&7(85 FORMATION DOCTORALE : Génie Electrique ECOLE DOCTORALE : Electronique, Electrotechnique, Automatique ar 1DML$566, Maître ès Sciences &RQFHSWLRQGXQ7K\ULVWRUN9HQFDUEXUHGH VLOLFLXSRXUDVVXUHUODJpQpUDWLRQ GLSXOVLRQVGHIRUWHpQHUJLH Soutenue le 23 Juillet 2002 devant la Commission d Examen Jury MM. -HDQ 3LHUUH &+$17( 3URIHVVHXU 'LUHFWHXU -HDQ /RXLV 6DQFKH] 'LUHFWHXU GH 5HFKHUFKH &156 5DSSRUWHXU 3LHUUH 0HUOH 3URIHVVHXU 5DSSRUWHXU (LO 6SKDQ 0DULH /DXUH /RFDWHOOL 'RLQLTXH 3ODQVRQ 'RFWHXU 'RFWHXU 'RFWHXU Cette thèse a été préparée au Laboratoire CEGELY de l'insa de Lyon.

2 INSA DE LYON DEARTEMENT DES ETUDES DOCTORALES ET RELATIONS INTERNATIONALES SCIENTIFIQUES MARS 2002 ECOLES DOCTORALES ET DILOMES D'ETUDES AROFONDIES HABILITES OUR LA ERIODE ECOLES DOCTORALES N code national CHIMIE DE LYON (Chimie, rocédés, Environnement) EDA206 ECONOMIE ESACE ET MODELISATION DES COMORTEMENTS (E 2 MC) EDA417 ELECTRONIQUE, ELECTROTECHNIQUE, AUTOMATIQUE (E.E.A) EDA160 EVOLUTION, ECOSYSTEME, MICROBIOLOGIE, MODELISATION (E2M2) EDA403 INFORMATIQUE ET INFORMATION OUR LA SOCIETE EDA407 INTERDISCILINAIRE SCIENCES- SANTE (EDISS) EDA205 MATERIAUX DE LYON UNIVERSITE LYON 1 EDA034 MATHEMATIQUES ET INFORMATION FONDAMENTALE (Math IF) EDA409 MECANIQUE, ENERGETIQUE, GENIE CIVIL, ACOUSTIQUE (MEGA) EDA162 RESONSABLE RINCIAL M. D. SINOU UCBL Sec Fax M. A. BONNAFOUS LYON Sec Fax M. G. GIMENEZ INSA de LYON Fax M. J.. FLANDROIS UCBL Sec Fax M. J.M. JOLION INSA de LYON Fax M. A.J. COZZONE UCBL Sec Fax M. J. JOSEH ECL Sec Fax M. NICOLAS UCBL Fax M. J. BATAILLE ECL Sec Fax CORRESONDANT INSA M.. MOSZKOWICZ Sec Fax Mme M. ZIMMERMANN Fax M. S. GRENIER Fax M. M. LAGARDE Fax M. J.Y. CAVAILLE Fax M. J. OUSIN Fax M. M. MIRAMOND Fax DEA INSA N code national Chimie Inorganique Sciences et Stratégies Analytiques Sciences et Techniques du Déchet Ville et Sociétés Dimensions Cognitives et Modélisation Automatique Industrielle Dispositifs de l'electronique Intégrée Génie Electrique de Lyon Images et Systèmes Analyse et Modélisation des Systèmes Biologiques Documents Multimédia, Images et Systèmes d'information Communicants Extraction des Connaissances à partir des Données Informatique et Systèmes coopératifs pour l'entreprise Biochimie Génie des Matériaux : Microstructure, Comportement Mécanique, Durabilité Matériaux olymères et Composites Matière Condensée, Surfaces et Interfaces Analyse Numérique, Equations aux dérivées partielles et Calcul Scientifique Acoustique Génie Civil Génie Mécanique Thermique et Energétique En grisé : Les Ecoles doctorales et DEA dont l'insa est établissement principal RESONSABLE DEA INSA M. J.F. QUINSON Tèl Fax M.. MOSZKOWICZ Tèl Fax Mme M. ZIMMERMANN Tèl Fax M. L. FRECON Tèl Fax M. M. BETEMS Tèl Fax M. D. BARBIER Tèl Fax M. J.. CHANTE Tèl Fax Mme I. MAGNIN Tèl Fax M. S. GRENIER Tèl Fax M. A. FLORY Tèl Fax M. J.F. BOULICAUT Tèl Fax M. A. GUINET Tèl Fax M. M. LAGARDE Tèl Fax M. R. FOUGERES Tèl Fax M. H. SAUTEREAU Tèl Fax M. G. GUILLOT Tèl Fax M. G. BAYADA Tèl Fax M. J.L. GUYADER Tèl Fax M. M. MIRAMOND Tèl Fax M. G. DALMAZ Tèl Fax Mme M. LALLEMAND Tèl Fax 60.10

3 Mars 2002 INSTITUT NATIONAL DES SCIENCES ALIQUEES DE LYON Directeur : STORCK. A rofesseurs : AUDISIO S. BABOUX J.C. BALLAND B. BARBIER D. BASTIDE J.. BAYADA G. BERGER C. BETEMS M. BLANCHARD J.M. BOISSON C. BOIVIN M. BOTTA H. BOTTA-ZIMMERMANN M. (Mme) BOULAYE G. (rof. émérite) BRAU J. BRISSAU M. BRUNET M. BRUNIE L. BUREAU J.C. CAVAILLE J.Y. CHANTE J.. CHOCAT B. COUSIN M. DOUTHEAU A. DUFOUR R. DUUY J.C. EMTOZ H. ESNOUF C. EYRAUD L. (rof. émérite) FANTOZZI G. FAVREL J. FAYARD J.M. FAYET M. FERRARIS-BESSO G. FLAMAND L. FLEISCHMANN. FLORY A. FOUGERES R. FOUQUET F. FRECON L. GERARD J.F. GIMENEZ G. GONNARD. GONTRAND M. GOUTTE R. (rof. émérite) GRANGE G. GUENIN G. GUICHARDANT M. GUILLOT G. GUINET A. GUYADER J.L. GUYOMAR D. JACQUET RICHARDET G. JOLION J.M. JULLIEN J.F. JUTARD A. KASTNER R. KOULOUMDJIAN J. LAGARDE M. LALANNE M. (rof. émérite) LALLEMAND A. LALLEMAND M. (Mme) LAREAL. LAUGIER A. LAUGIER C. LEJEUNE. HYSICOCHIMIE INDUSTRIELLE GEMM* HYSIQUE DE LA MATIERE HYSIQUE DE LA MATIERE THERMODYNAMIQUE ALIQUEE MODELISATION MATHEMATIQUE ET CALCUL SCIENTIFIQUE (Melle) HYSIQUE DE LA MATIERE AUTOMATIQUE INDUSTRIELLE LAESI*** VIBRATIONS-ACOUSTIQUE MECANIQUE DES SOLIDES Equipe DEVELOEMENT URBAIN Equipe DEVELOEMENT URBAIN INFORMATIQUE CENTRE DE THERMIQUE DE LYON - Thermique du bâtiment GENIE ELECTRIQUE ET FERROELECTRICITE MECANIQUE DES SOLIDES INGENIERIE DES SYSTEMES D INFORMATION THERMODYNAMIQUE ALIQUEE GEMM* CEGELY**** - Composants de puissance et applications UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Hydrologie urbaine UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Structures CHIMIE ORGANIQUE MECANIQUE DES STRUCTURES HYSIQUE DE LA MATIERE RECONNAISSANCE DES FORMES ET VISION GEMM* GENIE ELECTRIQUE ET FERROELECTRICITE GEMM* RISMa - Roductique et Informatique des Systèmes Manufacturiers BIOLOGIE ALIQUEE MECANIQUE DES SOLIDES MECANIQUE DES STRUCTURES MECANIQUE DES CONTACTS GEMM* INGENIERIE DES SYSTEMES D INFORMATION GEMM* GEMM* INFORMATIQUE MATERIAUX MACROMOLECULAIRES CREATIS** GENIE ELECTRIQUE ET FERROELECTRICITE CEGELY**** - Composants de puissance et applications CREATIS** GENIE ELECTRIQUE ET FERROELECTRICITE GEMM* BIOCHIMIE ET HARMACOLOGIE HYSIQUE DE LA MATIERE RISMa - Roductique et Informatique des Systèmes Manufacturiers VIBRATIONS-ACOUSTIQUE GENIE ELECTRIQUE ET FERROELECTRICITE MECANIQUE DES STRUCTURES RECONNAISSANCE DES FORMES ET VISION UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Structures AUTOMATIQUE INDUSTRIELLE UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Géotechnique INGENIERIE DES SYSTEMES D INFORMATION BIOCHIMIE ET HARMACOLOGIE MECANIQUE DES STRUCTURES CENTRE DE THERMIQUE DE LYON - Energétique et thermique CENTRE DE THERMIQUE DE LYON - Energétique et thermique UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Géotechnique HYSIQUE DE LA MATIERE BIOCHIMIE ET HARMACOLOGIE GENETIQUE MOLECULAIRE DES MICROORGANISMES

4 Mars 2002 LUBRECHT A. MECANIQUE DES CONTACTS MARTINEZ Y. INGENIERIE INFORMATIQUE INDUSTRIELLE MAZILLE H. HYSICOCHIMIE INDUSTRIELLE MERLE. GEMM* MERLIN J. GEMM* MILLET J.. HYSICOCHIMIE INDUSTRIELLE MIRAMOND M. UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Hydrologie urbaine MOREL R. MECANIQUE DES FLUIDES MOSZKOWICZ. LAESI*** NARDON. (rof. émérite) BIOLOGIE ALIQUEE NAVARRO A. LAESI*** NOURI A. (Mme) MODELISATION MATHEMATIQUE ET CALCUL SCIENTIFIQUE ODET C. CREATIS** OTTERBEIN M. (rof. émérite) LAESI*** ASCAULT J.. MATERIAUX MACROMOLECULAIRES AVIC G. VIBRATIONS-ACOUSTIQUE ELLETIER J.M. GEMM* ERA J. UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Matériaux ERACHON G. THERMODYNAMIQUE ALIQUEE ERRIAT. GEMM* J. ERRIN J. ESCHIL Equipe SCiences Humaines de l Insa de Lyon INARD. (rof. émérite) HYSIQUE DE LA MATIERE INON J.M. INGENIERIE DES SYSTEMES D INFORMATION LAY D. CONCETION ET ANALYSE DES SYSTEMES MECANIQUES OUSIN J. MODELISATION MATHEMATIQUE ET CALCUL SCIENTIFIQUE REVOT. GRACIM Groupe de Recherche en Apprentissage, Coopération et Interfaces Multimodales pour la roductique ROST R. CREATIS** RAYNAUD M. CENTRE DE THERMIQUE DE LYON - Transferts Interfaces et Matériaux REDARCE H. AUTOMATIQUE INDUSTRIELLE REYNOUARD J.M. UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Structures RIGAL J.F. CONCETION ET ANALYSE DES SYSTEMES MECANIQUES RIEUTORD E. (rof. émérite) MECANIQUE DES FLUIDES ROBERT-BAUDOUY J. (Mme) (rof. émérite) GENETIQUE MOLECULAIRE DES MICRO-ORGANISMES ROUBY D. GEMM* ROUX J.J. CENTRE DE THERMIQUE DE LYON RUBEL. INGENIERIE DES SYSTEMES D INFORMATION RUMELHART C. MECANIQUE DES SOLIDES SACADURA J.F. CENTRE DE THERMIQUE DE LYON - Transferts Interfaces et Matériaux SAUTEREAU H. MATERIAUX MACROMOLECULAIRES SCAVARDA S. AUTOMATIQUE INDUSTRIELLE THOMASSET D. AUTOMATIQUE INDUSTRIELLE TROCCAZ M. GENIE ELECTRIQUE ET FERROELECTRICITE UNTERREINER R. CREATIS** VELEX. MECANIQUE DES CONTACTS VIGIER G. GEMM* VINCENT A. GEMM* VUILLERMOZ.L. (rof. émérite) HYSIQUE DE LA MATIERE Directeurs de recherche C.N.R.S. : Y.BERTHIER MECANIQUE DES CONTACTS N.COTTE-ATAT (Mme) UNITE MICROBIOLOGIE ET GENETIQUE.FRANCIOSI GEMM* M.A. MANDRAND (Mme) UNITE MICROBIOLOGIE ET GENETIQUE J.F.QUINSON GEMM* A.ROCHE MATERIAUX MACROMOLECULAIRES A. SEGUELA GEMM* Directeurs de recherche I.N.R.A. : G.FEBVAY S.GRENIER Directeurs de recherche I.N.S.E.R.M. : A-F.RIGENT (Mme) I.MAGNIN (Mme) BIOLOGIE ALIQUEE BIOLOGIE ALIQUEE BIOLOGIE ET HARMACOLOGIE CREATIS** * GEMM GROUE D'ETUDE METALLURGIE HYSIQUE ET HYSIQUE DES MATERIAUX ** CREATIS CENTRE DE RECHERCHE ET D ALICATIONS ENTRAITEMENT DE L IMAGE ET DU SIGNAL *** LAESI LABORATOIRE D ANALYSE ENVIRONNEMENTALE DESROCEDES ET SYSTEMES INDUSTRIELS **** CEGELY CENTRE DE GENIE ELECTRIQUE DE LYON

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6 A mes parents A mes sœurs A ma famille

7 Remerciements Ce travail a été effectué sous la direction de Monsieur Jean-ierre CHANTE, Directeur au CEntre de Génie Electrique de LYon (CEGELY), sur le site de l INSA de Lyon. Je tiens à exprimer tout particulièrement ma gratitude à Monsieur Jean ierre Chante, professeur à l'insa de Lyon, pour son accueil au sein de son laboratoire de recherche, ses conseils avisés, l'ambiance amicale et la relecture minutieuse de ce mémoire. J'adresse un remerciement tout particulier à Madame Marie-Laure LOCATELLI, pour avoir suivi de prêt mon travail pendant sa présence au CEGELY et qui m'a apporté de nombreuses critiques constructives qui m'ont permis d'avancé dans mon travail, ainsi que Monsieur Dominique LANSON pour son aide. Je tiens à remercier l'institut de recherche franco-allemand de St Louis pour son soutien financier et technique à travers Monsieur Michel Samirant. Je remercie également Monsieur Emil Spahn et Monsieur Sigo Scharnholz pour leur collaboration fructueuse, l'intérêt et l'enthousiasme qu'ils ont porté à ce travail. Un grand merci à Volker Zorngiebel pour sa participation à la réalisation des échantillons tests à l'université technologique de Aachen (RWTH). Je remercie Monsieur ierre Merle et Monsieur Jean Louis Sanchez qui me font l'honneur d'être les rapporteurs de mon travail de thèse. J'exprime ma profonde reconnaissance à Monsieur Hervé Morel pour les nombreuses discussions partagées et ses conseils toujours stimulants. Je remercie tous les membres de l'équipe SiC pour leur formidable accueil. Mille mercis à Franck Nallet pour l'aide amicale qu'il m'a apporté.

8 Je tiens à remercier de tout cœur Nicole Vially pour les démarches administratives, quotidiennes et sa gentillesse. Mes plus vifs remerciements vont également à tous les enseignants chercheurs du laboratoire ainsi qu'à Denise Renault et ascal Bevilacqua que j'ai côtoyé durant ces dernières années ; travailler avec eux fut un réel plaisir. Un grand merci à tout les doctorants avec qui on se complaisait à faire un petit drame lyrique de nos statuts de thésard dans les moments difficiles et avec qui j'ai eu des échanges privilégiés, que ce soit sur le plan scientifique, culturel ou tout simplement humain. Merci particulièrement à mes deux collègues de bureau Olivier Brevet et Christophe Raynaud pour leur bonne humeur et leur contribution à l'ambiance chaleureuse. Enfin j'adresserai mon dernier remerciement, mais non le moindre, à ma famille (Naïma, Dounia, Laïla, Fatima, mes parents ) pour son indispensable soutien et pour tout le reste.

9 sommaire Sommaire Introduction...5 Chapitre I...7 Le carbure de silicium pour les interrupteurs de puissance commandés LE CARBURE DE SILICIUM RORIÉTÉ DU CARBURE DE SILICIUM Les structures cristallographiques ropriétés électriques Facteur de mérite pour les composants de puissance Les grands chantiers du carbure de silicium LES INTERRUTEURS DE UISSANCE COMMANDÉS L'électronique de puissance Les convertisseurs statiques Exemples d'applications des convertisseurs statiques Les composants de puissance commandés Le MOSFET de puissance L'IGBT et le MCT Le transistor JFETs Le thyristor GTO Le thyristor Approche fonctionnelle Approche physique olarisation directe olarisation inverse Caractéristique courant tension Tenue en tension Région inverse Région directe...28 I hénomène de retournement Les différents courants de déclenchement Tenue en tension maximale I Retournement par multiplication par avalanche...32 I Retournement par phénomène de percement EVOLUTION DES THYRISTORS EN SIC MODÈLES HYSIQUES OUR LE SIC DANS LE SIMULATEUR NUMÉRIQUE ISE résentation du logiciel de simulation ISE Les outils dans ISE

10 sommaire Mdraw-ISE Dessis-ISE Inspect-ISE et icasso-ise Modèle et paramètres spécifiés pour la simulation Bande d'énergie interdite Intégrale d'inonisation Durée de vie des porteurs Mobilité des porteurs Ionisation incomplète CONCLUSION CHAITRE II Estimation des performances électriques d'un thyristor SiC-4H faible tension par la simulation 47 1 INTRODUCTION RÉSENTATION DE LA STRUCTURE SIMULATION DE LA STRUCTURE Simulation électrique...54 Simulation du thyristor en direct et en inverse polarisation directe Résultats électriques Analyse physique des résultats Détermination de la base sensible au percement Influence de la température Influence de la durée de vie des porteurs Tension de claquage en polarisation inverse rotection périphérique ROCÉDÉ TECHNOLOGIQUE ET MESURES EXÉRIMENTALES Description du procédé technologique Séquence du procédé technologique Description de l'échantillon test et mesures expérimentales Résultats expérimentaux Caractéristique directe Caractéristique inverse...83 Claquage du dispositif CONCLUSION Chapitre III...88 Conception et simulation d'un thyristor 5 kv en SiC-4H INTRODUCTION CHOIX DE LA CONFIGURATION DU THYRISTOR

11 sommaire 2.1 Les thyristors symétrique et asymétrique Mesure électrique de l'unité de déclenchement pour l'application 10 kv Méthodologie Détermination de l'épaisseur et du niveau de dopage pour 5 kv Tension de claquage de 5 kv de la structure IN Résultats électriques aramètres technologiques de la base N et de la couche tampon Optimisation de la base N Optimisation de la couche tampon aramètres technologiques de la structure finale Tension de claquage inverse Tension de claquage en volume Tension de claquage suivant le profil de gravure de l'anode Influence de la gravure sur les charges fixes ROTECTIONS ÉRIHÉRIQUES OUR LA TENUE EN TENSION EN DIRECT Les différentes techniques de protection rotection par JTE et EGR s rotection par JTE Optimisation de la JTE Résultats électriques Champ électrique et équipotentielle pendant le claquage Influence de la position de la JTE et de la gravure sur la tenue en tension Application de la structure N - optimisée sur le thyristor rotection par EGR s Optimisation des anneaux de garde gravés Résultats électriques Résultats expérimentaux et de simulation d'un thyristor GTO protégé par EGR s ERFORMANCE DYNAMIQUE Résultats électriques Impulsion de courant pour la commande de la gâchette Enclenchement du thyristor pour plusieurs rampes de courant de gâchette Courant dans le thyristor et dans la diode Courant dans le thyristor Ouverture du thyristor et fermeture de la diode Courant dans la diode Chute de tension dans le thyristor Effet de la résistance et de l inductance parasites du circuit primaire ente de la décroissance du courant dans le thyristor Charges stockées dans le thyristor Effet de la durée de vie des porteurs Simulations électrothermiques Commutation du thyristor dans des conditions isothermes

12 sommaire erformances électriques pour des surfaces du thyristor réduites Commutation du thyristor dans des conditions non isotherme Spécification des conditions aux limites des résistances thermiques remiers résultats expérimentaux CONCLUSION Conclusion générale Références bibliographiques annexes 186 4

13 LQWURGXFWLRQ,QWURGXFWLRQ Les lanceurs électromagnétiques, aujourd'hui, sont l'objet d'un véritable engouement dans les recherches et les études scientifiques et techniques fondamentales d'armement. armi les nombreux thèmes de recherche à l'institut de recherche franco-allemand de St Louis, les canons électriques à rail sont étudiés pour la mise au point rapide de systèmes antimissile, voire à long terme de lanceurs de satellites. La filière "railgun", consiste à accélérer des projectiles à des vitesses de plusieurs milliers de m/s en utilisant la force électromotrice de Laplace créée par le passage d'un courant dans les rails supportant le projectile. Lancer un projectile, c'est lui délivrer en un temps très court (quelques ms) une énergie élevée (MJ). our cela, il faut stocker l'énergie, la libérer à la demande et la transmettre au projectile. Les chercheurs allemands et français ont conçu des sources d'énergie modulaires utilisant des semi-conducteurs de puissance de type thyristor et diode en silicium. Afin de commuter des courants de 50 à 70 ka sous des tensions de 10 à 11 kv, les composant de puissance sont associés en série et en parallèle. Cela fait intervenir un grand nombre de composants qui constituent un encombrement pénalisant. De plus l'association en série et en parallèle implique que les composants possèdent des caractéristiques électriques très voisine. La solution idéale serait de n'avoir qu'un seul composant réalisant la commutation et capable de répondre à tous les stresses en courant et en tension imposés par l'application. Les travaux de recherches que nous avons envisagés ont pour objectifs d'ouvrir la voie vers des modules de commutation mettant en jeu un nombre de thyristors moins élevés. Les propriétés physiques et électriques du

14 LQWURGXFWLRQ carbure de silicium (SiC) offrent la possibilité de réduire la dimension et la puissance dissipé des composants. Fort de ces connaissances, nous avons entrepris l'étude portant sur la conception d'un thyristor en SiC-4H devant répondre à un cahier des charges où la tension de blocage minimum est de 5 kv permettant de commuter un courant de l'ordre de 25 ka et présentant une chute de tension à l'état passant inférieure à 10 V. Dans le premier chapitre nous introduisons le carbure de silicium en présentant ses principales propriétés physiques et électriques. Nous récapitulerons les avancées réalisées dans cette filière et les difficultés rencontrées. Nous rappellerons les différents interrupteurs commandés dans la filière silicium actuellement utilisés dans l'électronique de puissance. Cela permettra de justifier le choix que nous avons fait d'opter pour le thyristor. Enfin nous décrirons le logiciel de simulation ISE qui a été utilisé dans ce travail. Le deuxième chapitre présente la première étape de ce travail qui est de valider l'approche par simulation de l'étude sur le thyristor 5kV en étudiant une structure plus modeste (quelques centaines de volts). Cela permettra de vérifier, la fonctionnalité recherchée sur un matériau SiC, "l'effet thyristor". Nous présenterons les résultats électriques obtenus par la simulation numérique et nous les comparerons avec les mesures expérimentales réalisées sur des échantillons tests. Dans le troisième chapitre, toutes les étapes de la conception du thyristor 5 kv par la simulation seront présentées. Nous nous attacherons à expliquer la méthodologie adoptée pour définir les différentes couches de la structure. Nous aborderons l'étude de la tenue en tension et de la protection périphérique. Finalement nous considérerons le thyristor dans l'application du canon à rail utilisant une énergie de 50 kj pour estimer ses performances électriques et électrothermiques.

15 &KDSLWUH,/HFDUEXUHGHVLOLFLX SRXU OHV LQWHUUXSWHXUV GH SXLVVDQFH FRDQGpV Chapitre I Le carbure de silicium pour les interrupteurs de puissance commandés 1 Le carbure de silicium Le carbure de silicium (SiC) est un matériau semi-conducteur appartenant à la famille des grands GA (larges bandes interdites). L'appartenance à cette famille lui confère des potentialités très convoitées dans l'électronique de haute puissance, haute température et haute fréquence. Bien que son apparition date de 1824 son entrée dans le domaine de l'électronique ne s'est faite qu'en 1907 avec la réalisation de la première diode électroluminescente. Son essor dans le domaine de l'électronique fut longtemps ralenti par la difficulté d'obtenir des cristaux de grande qualité jusqu'à ce que Lely [1] découvre une nouvelle technique de croissance en 1955 qui marqua l'avènement du SiC. Cet essor se poursuivit en 1978 avec l'amélioration de la technique de Lely. On assiste depuis 1987 à la fabrication de substrats commerciaux SiC par le leader mondial CREE Research [63] et depuis peu (avril 01) à la mise à disposition sur le marché de diode Schottky SiC (600 V/6A) par la société Infeneon. Tout laisse à penser que le SiC à de beaux jours devant lui et que l'avenir ne se fera pas sans lui. 2 ropriété du carbure de silicium 2.1 Les structures cristallographiques Le carbure de silicium résulte de la synthèse d'atome de carbone et de silicium. Il n'existe pas une seule structure cristalline mais plusieurs qui diffèrent les unes des autres

16 &KDSLWUH,/HFDUEXUHGHVLOLFLX SRXU OHV LQWHUUXSWHXUV GH SXLVVDQFH FRDQGpV par l'agencement des couches carbone et silicium (bicouche) appelées polytypes et qui sont approximativement répertoriées au nombre de 200. Les dénominations des différents polytypes traduisent la périodicité des couches et la configuration du réseau cristallin[2][3]. On distingue trois catégories de cristallographie de base : cubique (C), hexagonal (H),et rhomboédrique (R). On peut citer parmi les polytypes les plus utilisés le SiC-3C, le SiC-4H et le SiC-6H. 2.2 ropriétés électriques Afin de mieux nous rendre compte des potentialités électriques des principaux polytypes du SiC nous dressons sur le Tableau I-1 leurs principales propriétés. Nous citons également le Silicium (Si), l'arsenic de gallium (GaAs) et le diamant (C) comme références. Matériaux E g ev E c MV.cm -1 n i cm -3 cm 2.V -1.s -1 ε r µ n V sat 10 7 cm.s -1 λ W.cm -1.K -1 Si 1,1 0,2 1,5x , ,5 GaAs 1,4 0,4 1,8x , ,5 3C-SiC 2,2 1,2 6,9 9, ,5 4H-SiC 3,26 2 8,2x ,5 6H-SiC 3 2,4 2,3x10-6 9, ,4 4,5 C 5,45 5,6 1,6x ,7 20 Tableau I-1 : ropriété des principaux polytypes utilisés comparés au Si, GaAs et C La principale grandeur qui caractérise le SiC parmi celles citées est la large bande d'énergie interdite (gap) qui est comprise entre 2,2 et 3,26 ev pour une température de 300 K. C'est le gap qui permet ainsi au SiC d'être moins sensible à la température et donc de garder ses qualités de semi-conducteur même à des températures où le silicium se comporte comme un conducteur. En effet dans les semi-conducteurs l'élévation de température s'accompagne d'une augmentation de la concentration des porteurs intrinsèques suivant la loi traduite par l'équation I-1. -E g 2kT n = N.N.e ( Eq. I-1 ) i C V Nous avons par exemple à 300 K pour le polytype 4H une concentration de porteurs intrinsèques de seulement 8,2x10-9 cm -3 alors que pour le silicium elle s'élève à

17 &KDSLWUH,/HFDUEXUHGHVLOLFLX SRXU OHV LQWHUUXSWHXUV GH SXLVVDQFH FRDQGpV plus de 5x10 10 cm -3. De plus la conductivité thermique du matériau est trois fois supérieure à celle du silicium. Cet atout lui permet ainsi d'évacuer plus facilement la chaleur. L'immense potentialité du SiC à fonctionner à très haute température est indéniable. La littérature fait état d'une multitude d'exemple confortant cette aptitude. armi ces démonstrateurs nous pouvons citer la diode JBS (Junction Barrier Scottky) en 4H-SiC [4] (550 K), la diode -N en SiC-4H (400 K) [5] qui affichent une stabilité de la caractéristique I-V avec un fonctionnement à haute température, de même le transistor MOSFET en 4H-SiC (923 K) ou bien le transistor MESFET en 6H-SiC (673 K) [6]. Le champ électrique critique du SiC est dix fois plus élevé que dans le silicium. Il désigne un seuil à partir duquel le champ électrique entraîne la multiplication de porteurs par phénomène d'avalanche et donc le claquage du dispositif. Cela sous-entend que pour une même épaisseur de couche active, le SiC est en mesure de bloquer une tension nettement plus élevée que le Silicium. Outre la faible mobilité du SiC, l'immense rapport entre les champs électriques critiques avec son homologue en silicium fait qu'il bénéficie malgré tout d'une résistance spécifique à l'état passant beaucoup moins élevée. Cet avantage significatif hisse le SiC parmi les meilleurs candidats pour les hautes tensions dans les dispositifs de l'électronique de puissance. Des diodes bipolaires ont montré des performances avec une tension de claquage de 2000 V (couche active 14 µm/8x10 15 cm -3 ) [7], 4500 V (40 µm/10 15 cm -3 ) [8] ou encore 6200 V (50 µm/10 15 cm -3 ) [9]. Des résultats du côté des interrupteurs commandés peuvent être mentionnés, tels que le UMOS "1400 V" (12µm/2x10 15 cm -3 ) [10] ou le LDMOS "2600 V" (15 µm/5x10 14 cm -3 ) [11]. Il est noté que ces composants montrent à l'état passant une résistance spécifique qui est loin d'être faible, 74 [10] voire 700 mω.cm 2 [12]. Cet handicap est lié à la faible mobilité des porteurs dans le canal d'inversion qui se conjugue à la mauvaise qualité de l'interface oxyde/sic de la gâchette. Les interrupteurs bipolaires commandés affichent des performances encourageantes de par leur tenue en tension et leur faible résistance à l'état passant. Ce sont les Thyristors GTOs sur polytype 4H qui suscitent un intérêt manifeste de la part des concepteurs de composant avec des tensions de blocage de "1000 V" (14 µm/5x10 14 cm -3 ) [13] jusqu'à "2600 V" (50 µm/9 x10 14 cm -3 ) [14] et des résistances spécifiques qui ne dépasse pas les 4 mω.cm 2.

18 &KDSLWUH,/HFDUEXUHGHVLOLFLX SRXU OHV LQWHUUXSWHXUV GH SXLVVDQFH FRDQGpV Facteur de mérite pour les composants de puissance our résumer les qualités des semi-conducteurs certains auteurs ont proposé "un facteur de mérite", définissant les meilleures aptitudes du matériau pour telle ou telle application. C'est le cas de Johnson [15], Keyes [16] et Baliga [17]. )DFWHXUGHpULWHGH-RKQVRQ-0) Il prend en compte le champ électrique critique et la vitesse de saturation des porteurs. Sa valeur nous informe sur les capacités qu'a un matériau à fonctionner à haute fréquence et forte puissance. JFM = E C ν sat 2π 2 )DFWHXUGHpULWHGH.H\HV.)0 Celui-ci est calculé en prenant en compte la conductivité thermique du matériau, sa permittivité et la vitesse de saturation des porteurs. Il nous renseigne en même temps sur les performances thermiques et fréquencielles que peut permettre d'atteindre le matériau. KFM = λ cν sat 4πε r )DFWHXUGHpULWHGH%DOLJD%)0 Ce dernier facteur prenant en considération la mobilité des porteurs, la permittivité du matériau ainsi que le champ électrique critique apporte une appréciation en terme de tenue en tension et de résistance à l'état passant. BFM = εµ E En calculant les différents facteurs de mérite des matériaux semi-conducteurs du Tableau I-1 et en les normant avec le silicium, on peut présenter ces derniers en fonction de leur performance électrique r 3 C

19 &KDSLWUH,/HFDUEXUHGHVLOLFLX SRXU OHV LQWHUUXSWHXUV GH SXLVVDQFH FRDQGpV Matériaux JMF KMF BMF Si GaAs 7,1 0,45 15,6 3C-SiC 65 1,6 33,4 4H-SiC 180 4, H-SiC 260 4, C , Tableau I-2 : Facteurs de mérites de JMF, KMF et de BMF pour les principaux polytypes utilisés comparés au Si, GaAs et C Le diamant est de loin le matériau qui affiche les valeurs de coefficients les plus élevées dans le Tableau I-2 et par conséquent celui qui peut donner les meilleures performances électriques et thermiques. Or à l'heure actuelle c'est un matériau qui n'est encore qu'a son premier stade de développement, sa synthèse est très délicate et son dopage représente un problème irrésolu. Le SiC demeure le seul matériau qui puisse répondre au plus vite au besoin de l'électronique de puissance. Dans le cas de nos études, à savoir la conception d'interrupteurs de puissance haute tension, le polytype 4H avec son excellent facteur de mérite BMF (130) se place en première position parmi les materiaux en SiC pour répondre à une application demandant un très bon compromis tenu en tension et faible résistance à l'état passant. De plus il offre une bonne aptitude en thermique avec un facteur de mérite KMF de 4, Les grands chantiers du carbure de silicium Les défauts La qualité du substrat a certe connu une avancée remarquable et permis la commercialisation de premières diodes schottcky, néanmoins la densité de défauts par unité de surface dans le matériau constitue encore une limite pour la fabrication de wafer de grand diamètre. Le géant américain CREE Research propose un diamètre maximal de 76,2 mm. La principale difficulté pour les composants de puissance en SiC est la faible valeur du courant en direct qui ne dépasse pas vingt ampères. Actuellement la surface des démonstrateurs est généralement inférieure à 10-2 cm 2 entraînant ainsi une densité de

20 &KDSLWUH,/HFDUEXUHGHVLOLFLX SRXU OHV LQWHUUXSWHXUV GH SXLVVDQFH FRDQGpV courant de 2000 A/cm 2. De nombreux dispositifs ont montré une diminution de la tenue en tension avec une augmentation de la surface du composant. Un claquage prématuré intervient si la surface de la structure excède 10-3 cm 2 [18]. Ce qui signifie que la densité de défauts provoquant le claquage s'élève à 10 3 cm -2. Ces défauts existent sous différentes formes. Les plus faciles en mettre en évidence sont les micropipes et les dislocations [19][20]. Les micropipes sont des lacunes de matière de faible diamètre (de 0,1 à 5 µm) qui ont tendance à se propager suivant la direction de croissance du substrat. Les dislocations correspondent à une rupture de la période du réseau cristallin et créent ainsi une discontinuité cristalline dans le matériau. Ces types de défaut n'excèdent pas 10 3 cm -2. Il reste en outre un grand nombre de mécanismes mal définis, certains sont issus du procédé technologique des dispositifs (implantation ionique "structure amorphe", oxydation "interface SiC/SiO 2 " ). L'oxyde Les interrupteurs basés sur une structure MOSFET souffrent d'une mauvaise qualité de l'interface SiC/SiO 2. Ceci est lié d'une part à l'état de surface du SiC et d'autre part à la difficulté de créer un oxyde sur un matériau composé de couches de carbone. La présence de charges fixes à l'interface SiC/SiO 2 affecte la tension de seuil dans le cas des structures MOSFET ou bien dans le cas d'une passivation elles peuvent suivant leurs signes dégrader ou améliorer la tenue en tension. Le dopage Le dopage des couches épitaxiées est principalement réalisé par dépôt chimique en phase vapeur (CVD). Les impuretés de type N s'obtiennent avec de l'azote et le type avec de l'aluminium. our un dopage localisé l'intégration d'impuretés par diffusion reste difficile à réaliser du fait de la faible valeur des coefficients de diffusion du SiC. On fait donc appel à l'implantation ionique qui est une technique certes élégante mais celle-ci s'accompagne généralement d'un endommagement du matériau SiC [21]. Il faut donc procéder à un recuit thermique avec des températures comprises entre 1500 et 1800 C pour recristalliser le matériau et permettre l'activation électrique des dopants [22]. Les objectifs visés ne sont pas encore atteints et d'autres travaux sont nécessaires pour améliorer cette technique.

21 &KDSLWUH,/HFDUEXUHGHVLOLFLX SRXU OHV LQWHUUXSWHXUV GH SXLVVDQFH FRDQGpV 3 Les interrupteurs de puissance commandés 3.1 L'électronique de puissance L'électronique de puissance a pour objet l'étude des convertisseurs statiques d'énergie. Elle permet une utilisation plus souple et plus adaptée de l'énergie électrique. Elle en améliore la gestion, le transport et la distribution. De plus elle permet une réduction des masses et volumes des dispositifs Les convertisseurs statiques Un convertisseur statique est un dispositif qui transforme de l'énergie électrique disponible en une forme appropriée à l'alimentation d'une charge. our obtenir un maximum de rendement, l'électronique de puissance impose une électronique de commutation ; avec pour seule règle "avoir une coexistence courant et tension qui soit la plus faible possible". On cherche donc à se rapprocher d'un interrupteur parfait. Les interrupteurs sont réalisés à partir de semi-conducteurs fonctionnant en commutation. Le convertisseur statique est décomposé en trois niveaux : Le niveau composant (interrupteurs semi-conducteur et éléments réactifs), le niveau structure de puissance (schéma du convertisseur) et le niveau commande. Dans notre étude nous nous intéressons au niveau composant Exemples d'applications des convertisseurs statiques L'électronique de puissance trouve son application dans de nombreux domaines d'activités. La gamme de puissance d'utilisation des convertisseurs statiques est très vaste : de quelques watts (alimentation à découpage) et jusqu'à quelques milliers de mégawatts (liaison haute tension en courant continu). Les tensions mises en jeu s'échelonnent de quelques volts à plusieurs centaines de kilovolts. Les courants utilisés varient entre une fraction d'ampère et quelques centaines de kiloampères. Les domaines d'application sont très nombreux, nous citons ci-dessous une liste non exhaustive d'un certain nombre d'entre eux.

22 &KDSLWUH,/HFDUEXUHGHVLOLFLX SRXU OHV LQWHUUXSWHXUV GH SXLVVDQFH FRDQGpV Applications domestiques Eclairage Chauffage Electroménager (lave-vaisselle, lavelinge, aspirateur, ) Alimentation des appareils électroniques (TV, Ordinateur, ) Ascenceurs / Monte charge Applications industrielles ompes, Compresseur Machines-outils Chariot électrique Aéronautique et spatial Réseau de bord d'avion Commandes électriques Générateurs photovoltaïques (satellites) Transports terrestres et marins Traction électrique (trains, métros, voiture électrique) Chargeur de batterie Appareils de laboratoire Alimentation d'appareils de mesure (oscilloscope, ) Moteur pas-à -pas Nous représentons sur la Figure I.1 les gammes de tension et de courant couvert par les interrupteurs de puissance dans les différents domaines d'application HT-DC TRACTION Courant (A) ALIMENTATION DE UISSANCE MOTEUR ELECTRIQUE COMMANDE DE MOTEUR AUTOMATISME INDUSTRIEL CIRCUIT DE TELECOMMU- 0,1 NICATION 0, Tension de blocage (V) Figure I.1 : Gammes de tension et de courant suivant les domaines d'application armi les tensions inférieures à 100 V, les principales applications sont destinées à l'alimentation des ordinateurs et les équipements de bureau. L'électronique dans les véhicules

23 &KDSLWUH,/HFDUEXUHGHVLOLFLX SRXU OHV LQWHUUXSWHXUV GH SXLVVDQFH FRDQGpV connaît une évolution très remarquable avec la mise en place d'une architecture de bus de donné qui progressivement supplantera les anciens câblages encombrants de jadis. Les lampes et moteurs dans le véhicule consomment au maximum un courant de 10 A. Les circuits de télécommunication fonctionnent avec des courants relativement faibles (<1 A) mais avec des tensions élevées (>200 V). Les appareils de traction électrique font appel à des tensions de quelques kilovolts et des courants d'une centaine d'ampère. L'application la plus puissante notée HT-DC correspond au transport d'énergie en courant continu et en haute tension. Cette technique est réservée soit à l'interconnexion de réseaux fonctionnant à des fréquences différentes (50 Hz et 60 Hz), soit au transport sur de longues distances (> 40 km en câble et >600 km en ligne aérienne). 3.2 Les composants de puissance commandés Les composants de puissance commandés constituent l'essentiel des interrupteurs de commutation dans les systèmes électronique de puissance. Les interrupteurs statiques sont classés selon le type de porteur rentrant en jeu dans la conduction. Ceux qui ne font appel qu'à un seul type de porteur, électrons ou trous "les composants unipolaires" et ceux qui font appels aux deux types de porteur, électrons et trous "les composants bipolaires. La première famille d'interrupteur de puissance à servir l'électronique de puissance fut celle des composants bipolaires. Depuis leur introduction en 1950, les transistors bipolaires puis les thyristors ont longtemps maintenu leur place dans le paysage des commutateurs moyenne et forte puissance, grâce à leur performance de commutation. Les thyristors en Silicium sont fabriqués aujourd'hui avec de large surface active. On trouve des substrats avec des diamètres de 125 mm capables de commuter un courant de 1000 A et de bloquer une tension de 6500 V. En 1970 une publication introduisit le premier thyristor commandable non seulement à la fermeture mais également à l'ouverture. Le thyristor GTO (Gate Turn Off) venait de voir le jour [23]. Le transistor bipolaire et le thyristor GTO avaient comme avantage, par rapport au thyristor, de commuter rapidement et de couper un courant sans qu'il soit nécessaire d'appliquer une tension inverse aux bornes du dispositif. Cependant pour augmenter les potentialités en tenue en tension du transistor bipolaire on devait accepter une dégradation de son gain

24 &KDSLWUH,/HFDUEXUHGHVLOLFLX SRXU OHV LQWHUUXSWHXUV GH SXLVVDQFH FRDQGpV en courant. L'utilisation de la configuration Darlington a largement contribué à l'amélioration des performances de ce composant mais cela au détriment d'une plus grande chute de tension à l'état passant. our ces raisons, le transistor bipolaire a cédé sa place en 1980 au MOSFET pour les applications de faible puissance et à l'igbt pour les applications de moyenne puissance en Dans ce qui suit, nous nous proposons de passer en revue les principaux composants de puissance. Nous introduirons, tout d'abord les composants faisant appel à un effet FET (Field Effect Transistor) puis nous présenterons les composants de puissance bipolaires pour finalement aboutir à la structure étudiée dans cette thèse qui est le thyristor Le MOSFET de puissance Le MOSFET de puissance est un composant qui est issu de la technologie des circuits intégrés. Ses attributs pour l'électronique de puissance comparé à son homologue le transistor bipolaire, son sa rapidité de commutation, lié à l'absence d'injection de porteurs minoritaires et son courant de commande nulle en régime statique. Les premières études sur le MOSFET latéral portèrent sur l'amélioration de sa tenue en tension. La technologie développée pour ce composant était la double diffusion latérale permettant de créer la région où doit se former le canal et que l'on a nommé LDMOS (Figure I.2). Source Grille Drain oxyde N + N Substrat Figure I.2 : DMOS latéral pour circuit intégré

25 &KDSLWUH,/HFDUEXUHGHVLOLFLX SRXU OHV LQWHUUXSWHXUV GH SXLVVDQFH FRDQGpV our améliorer la tenue en tension et permettre le passage d'une gamme de courant plus grande des structures verticales ont été crées. Ce qui donna naissance à plusieurs types de MOSFET verticaux tels que le VMOS, le DMOS et le UMOS (Figure I.3). Source Grille N + N + N + Source Grille N + N + Source Grille N + Base Base Base Base Base Base ZCE ZCE N - I N - I N - I N + N + N + Drain DMOS Drain VMOS Drain UMOS Figure I.3 : Structures MOSFET verticales : VMOS, DMOS et UMOS La structure DMOS verticale de base est illustrée sur la Figure I.3. Le composant comprend deux régions importantes, la région active N - qui assure la tenue en tension, et la région du canal qui contrôle l'état passant ou bloqué du composant. Lorsque la grille est reliée à la source et que le potentiel positif se trouve sur le drain, le composant se comporte comme un interrupteur ouvert empêchant la circulation du courant. La jonction constituée par la base et la région active N - se trouve alors en inverse et une zone de charge d'espace s'étend dans la région N -. Lorsqu'une tension positive est appliquée sur la grille, un canal "n" se forme à la surface de la base. Cela permet le transport d'électrons de la source vers le drain. En augmentant la tension de polarisation de la grille on améliore la conductivité du canal et par conséquent on fait croître le niveau de courant traversant le dispositif. L'inconvénient de cette structure est lié à l'apparition de la zone de charge d'espace entre la base et la région N -, qui joue un rôle similaire à un effet JFET. La région active N - prise en "sandwich" entre les deux zones de charge d'espace voit sa résistance augmenter de manière significative.

26 &KDSLWUH,/HFDUEXUHGHVLOLFLX SRXU OHV LQWHUUXSWHXUV GH SXLVVDQFH FRDQGpV Une façon de s'affranchir de l'effet JFET est de venir créer un canal qui s'inscrive dans la direction du courant traversant verticalement le dispositif. La première structure réalisée avec cette configuration est le VMOS qui comme son nom l'indique par la lettre "V" est constitué d'une grille en forme de "V". Le procédé technologique permettant d'obtenir une telle grille repose sur une gravure anisotrope. Le canal ainsi formé permet de relier directement la source à la région active N -. Malencontreusement ce type de composant montre une fragilité pour la tenue en tension qui se dégrade avec l'apparition d'un fort champ électrique au sommet du triangle décrit par le canal dans la région N -. C'est ainsi que la structure UMOS remplaça la structure VMOS. La structure UMOS s'inspire complètement du VMOS avec l'avantage d'éviter la terminaison en pointe de la gravure. De plus elle offre la possibilité de diminuer la dimension des cellules par l'utilisation du procédé technologique qui est généralement appliqué pour les cellules de mémoire dans les DRAM. Avec les mêmes règles de dessin que le DMOS les cellules peuvent mesurer 6 µm par comparaison au 20 µm obtenues avec le DMOS. Ce résultat à une conséquence sur le rapport surface du canal ramené à la surface totale du composant qui augmente. L'ensemble de ces composants a pu répondre à des applications mettant en jeu des tensions maximums de l'ordre d'une centaine de Volt. Or pour répondre à des applications de puissances plus élevées il est impératif d'augmenter la tenue en tension. Cela passe inévitablement par une augmentation de l'épaisseur de la couche active et donc par une élévation de la résistance du dispositif à l'état passant trop grande. Ce problème a été résolu en 1980 avec l'introduction du transistor bipolaire à grille isolé (IGBT) [24] L'IGBT et le MCT L'IGBT est un composant qui combine les avantages du bipolaire, avec une faible chute de tension à l'état passant pour une grande densité de courant, et les propriétés de la structure MOS offrant une commande en tension avec une très grande impédance d'entrée. Il possède donc un pouvoir d'ouverture et favorise le passage d'une grande densité de courant comparable au GTO mais en offrant l'immense privilège de pouvoir contrôler le courant. Une vue de la structure IGBT de base est proposée sur la Figure I.4.

27 &KDSLWUH,/HFDUEXUHGHVLOLFLX SRXU OHV LQWHUUXSWHXUV GH SXLVVDQFH FRDQGpV Emetteur Grille Cathode -MOSFET Grille N + N + Base Base N + + N J 1 I N - N - Thyristor + J 2 + Collecteur IGBT Anode MCT Figure I.4. Structure de base de l'igbt et du MCT Contrairement au MOSFET classique le composant est fabriqué sur un substrat de type. La nouvelle structure se retrouve donc avec une deuxième jonction J 2, constituée par le substrat et la région active N -, faisant bénéficier au composant d'une tenue en tension aussi bien en direct qu'en inverse. our amener le composant à l'état passant, une tension positive est appliquée sur la grille pour former le canal "n" à la surface de la base sous la grille. De ce fait le canal relie l'émetteur à la région active N - comme dans le cas du MOSFET. De plus le fait que le collecteur soit polarisé avec une tension positive amène le substrat à injecter une forte concentration de porteurs minoritaires dans la région active N - modulant ainsi sa résistance. En polarisation directe l'igbt se comporte donc comme- un transistor bipolaire pour lequel il est possible de contrôler le courant principal par l'intermédiaire de la grille. Cependant le dispositif a montré des limites en fréquence de commutation par comparaison au MOSFET de puissance. La puissance dissipée devient conséquente pour des fonctionnements à haute fréquence et des tensions élevées. La commutation à l'ouverture est régie par la durée de vie des minoritaires que l'on peut réduire par irradiation[25]. Ce procédé améliore le temps de commutation à l'ouverture mais cela au détriment d'une chute de tension plus grande. our cette raison, les recherches se sont dirigées vers le thyristor commandé par une structure MOS

28 &KDSLWUH,/HFDUEXUHGHVLOLFLX SRXU OHV LQWHUUXSWHXUV GH SXLVVDQFH FRDQGpV (MCT) car la chute de tension dans un thyristor est bien plus faible que dans un IGBT [26]. La structure de base du MCT offrant un pouvoir de coupure se trouve sur la Figure I.4. La conduction est interrompue en mettant fin à l'effet thyristor. our cela on vient dévier le courant de trous dans la base vers la région + via le canal "p", ce qui supprime l'injection des électrons de la région N + (Cathode) et par conséquent bloque le thyristor. L'inconvénient majeur du MCT par rapport à l'igbt est qu'il ne permet pas de contrôler le niveau de courant le traversant. lusieurs structures sont dérivées du MCT, par exemple comme le thyristor commuté par l'émetteur, de l'anglais "Emitter switched thyristor (EST)". Le thyristor EST fait passer le courant principal via un MOSFET latéral intégré dans la base. Le courant peut ainsi être contrôlé par la tension de polarisation de la grille moyennant une élévation de la chute de tension liée à la résistance du canal. D'autres travaux ont dû être poursuivis pour améliorer le temps de commutation et les problèmes de filamentation intrinsèque aux structures à base de MCT. Les MCTs sont actuellement disponibles pour des tensions de l'ordre de 1500 V et des courants de 50 A à quelques centaines d'ampères Le transistor JFETs Le concept du transistor JFETs (Junction Field Effect Transistors) a été décrit par Schockley en 1951 [27]. Il est également connu sous le nom de SITs (Static-induction transistor). Il possède des avantages similaires au MOSFET, à savoir une grande impédance d'entrée et une aptitude à commuter rapidement. Avec l'arrivée des structures MOSFET, la fonction octroyée dans les circuits intégrés au JFETs ne se résumait qu'à quelques applications telles que les limiteurs de courant et les amplificateurs opérationnels. Ce n'est qu'en 1970 qu'il a fait son entrée dans l'électronique de puissance. lusieurs structures JFETs ont été développées pour les applications "haute tension" mais on peut les classer en deux catégories : la structure avec la grille en surface et la structure avec la grille enterrée. Ces deux types de structure sont illustrés sur la Figure I.5.

29 &KDSLWUH,/HFDUEXUHGHVLOLFLX SRXU OHV LQWHUUXSWHXUV GH SXLVVDQFH FRDQGpV Grille Source Grille Source + N + + N + Grille ZCE I ZCE + + I + N N N + N + Drain Grille en surface Drain Grille enterrée Figure I.5 : Structure JFETs avec grille en surface et avec grille enterrée L'avantage du JFETs à grille enterrée est qu'il offre une surface active de la source plus imposante et donc facilite le passage du courant. Le principe de fonctionnement du transistor JFETs peut s'assimiler à celui d'un barreau de semi-conducteur pour lequel on vient modifier sa résistance par l'application d'une tension négative sur la grille. L'effet FET sur les structures de la Figure I.5 est obtenu avec une jonction -N. Cet effet peu également s'obtenir avec un contact schottky, on parle alors de structure MESFET (Metal Semi-conducteur FET). Le courant principal circule entre le drain et la source et son passage est limité par la résistance de la région N faiblement dopée. Le canal ici est la région comprise entre les jonctions des grilles. Le canal est pincé lorsque les zones de charge d'espace, respectives aux grilles adjacentes, se rejoignent. Le pincement s'obtient d'autant plus facilement lorsque les gâchettes sont proches et lorsqu'elles sont décrites sur une grande distance en profondeur. Du fait d'une augmentation rapide de la résistance du dispositif à l'état passant avec l'amélioration de la tension de claquage, le transistor JFETs ne peut répondre qu'a des applications où la tension à bloquer est inférieure à 1000 V.

30 &KDSLWUH,/HFDUEXUHGHVLOLFLX SRXU OHV LQWHUUXSWHXUV GH SXLVVDQFH FRDQGpV Le thyristor GTO Le thyristor GTO (Gate Turn Off) est un interrupteur semi-conducteur de très forte puissance. Excellent commutateur de puissance, il possède toutes les qualités du thyristor avec la particularité de pouvoir être commandé à l'ouverture. Appartenant à la famille du thyristor il est constitué de quatre couches dopées alternativement de type N et, sa représentation schématique est similaire à celle du thyristor (Figure I.7). Son pouvoir d'ouverture réside dans la façon de décrire la géométrie de l'émetteur et de la gâchette, qui doivent être interdigités et dans la réduction du gain en courant relative du transistor intrinsèque npn ou pnp qui passe par une augmentation du dopage ou de l'épaisseur de l'une des deux bases respectives. De ce fait la chute de tension à l'état passant (2 à 3 V) aux bornes d'un GTO est supérieure à un thyristor classique. Le GTO est capable de bloquer des tensions importantes (supérieures à 4,5 kv) et de forts courants (supérieurs à plusieur ka) et peut être utilisé dans les applications de très fortes puissances à des fréquences allant de quelques centaines de Hz à 10 khz. 3.3 Le thyristor Le thyristor est un composant de puissance qui offre les meilleures performances pour les applications qui ne requièrent pas de commande à l'ouverture. armi les composants bipolaire et unipolaire que nous venons de citer en terme de compromis entre la tenue en tension, la chute de tension à l'état passant et la vitesse de commutation, c'est celui qui est le plus à même de répondre à l'application des lanceurs électromagnétique. Nous allons dans ce qui suit expliquer plus en détail son architecture et son mode de fonctionnement. Le premier concept du thyristor a été introduit par Shockley en 1950 [28]; par la suite en 1952 Ebers à proposé une interprétation de la caractéristique I-V de ce composant en faisant l'analogie avec l'association de deux transistors bipolaires [29]. Finalement le principe de fonctionnement détaillé et les premiers travaux sur le thyristor ont été publiés en 1956 par Moll [30] Approche fonctionnelle Le thyristor est un interrupteur commandé unidirectionnel. Il possède trois contacts : l'anode (A), la cathode (K) et la gâchette (G). Son symbole électrique ressemble à celui de la diode à laquelle on a rajouté une commande. Il devient conducteur lorsqu'une

31 &KDSLWUH,/HFDUEXUHGHVLOLFLX SRXU OHV LQWHUUXSWHXUV GH SXLVVDQFH FRDQGpV tension positive est appliquée sur l'anode et lorsqu'une impulsion de courant est délivrée sur sa gâchette. A V AK G I AK I G K Figure I.6 : Symbole électrique du thyristor Il reste conducteur après la disparition du signal de commande et tant que le courant le traversant est au-dessus d'une certain seuil appelé courant hypostatique (I H ) Approche physique olarisation directe Le thyristor est constitué de quatre couches semi-conductrices dopées alternativement de type et N, faisant ainsi apparaître trois jonctions (J 1, J 2 et J 3 ). La structure qui est présenté ici fait référence à celle utilisée dans la filière carbure de silicium où la gâchette est prise sur la base N. Nous verrons plus loin que ce choix a été fait pour pouvoir bénéficier de la faible résistivité du substrat de type N par rapport au type. Lorsque l'anode (A) est portée à un potentiel positif par rapport à la cathode (K) les jonctions J 1 et J 3 se retrouvent faiblement polarisées en direct et la jonction J 2 est en inverse. Comme c'est la base qui assure la tenue en tension, son niveau de dopage est beaucoup plus faible que celui de la base N et la zone de charge d'espace s'étend principalement dans la base. La tension aux bornes du composant est essentiellement celle de la jonction J 2. our rendre conducteur le composant on vient injecter des électrons dans la base N via la gâchette (G) avec un courant négatif. Les électrons abaissent le potentiel de la base N et contribuent à polariser un peu plus la jonction J 1 en direct.

32 &KDSLWUH,/HFDUEXUHGHVLOLFLX SRXU OHV LQWHUUXSWHXUV GH SXLVVDQFH FRDQGpV G A I G J 1 J 2 J 3 e - e - E & K N N V 2 V 1 V 3 V AK >0 a) Injection d'électrons par la gâchette qui abaissent le potentiel de la base N G IG A h + J 1 J 2 J 3 e - e - h + N E & h + h + N K V 2 V 1 V 3 b) Injection de trous dans la base N qui sont ensuite balayés par le champ Figure I.7 : Mise en conduction du thyristor par le biais d'un courant négatif sur la gâchette. Les électrons abaissent le potentiel de la base N (a) et l'anode injecte des trous dans la base N, qui diffusent jusqu'à être balayés par le champ (b) ar la suite la couche correspondant à l'anode qui est fortement dopée injecte des trous qui diffusent à travers la base N jusqu'à atteindre la zone de charge d'espace, là où siège le champ électrique qui les balaie jusqu'à la région neutre de la base. Les trous balayés par le champ arrivent dans la base où ils vont augmenter son potentiel, contribuant à polariser plus fortement la jonction J 3 en direct. La couche N fortement dopée et correspondant à la cathode injecte à son tour des électrons qui diffusent à travers la base jusqu'à atteindre la zone de charge d'espace. Ils sont balayés par le champ électrique vers la base N où ils vont abaisser un peu plus le potentiel de la couche. Le phénomène ensuite se poursuit en boucle jusqu'à l'enclenchement total du thyristor. Le courant de commande peut être supprimé le thyristor restera en conduction et les trois jonctions se retrouvent toutes polarisées en direct. La chute de tension totale aux bornes du dispositif est idéalement celle d'une seule jonction.

33 &KDSLWUH,/HFDUEXUHGHVLOLFLX SRXU OHV LQWHUUXSWHXUV GH SXLVVDQFH FRDQGpV G I G A h + J 1 J 2 e - e - h + N h + e - E & h + e - h + h + J 3 e - e - N K V 1 V 2 c) Les trous augmentent le potentiel de la base et la cathode injecte des électrons G V 3 A J 1 J 2 J 3 e - h + e - h + h + h + h + N h + e - e - N K V 1 V 2 V 3 d) La migration des électrons et des trous en sens inverse se poursuit jusqu'à l'enclenchement du thyristor Figure I.8 : Les trous augmentent le potentiel de la base et la cathode injecte des électrons (c). Les électrons diffusent dans la base et sont balayés par le champ et atteignent la base N. Le phénomène se poursuit en boucle jusqu'à l'enclenchement du thyristor olarisation inverse Lorsque l'anode (A) est portée à un potentiel négatif par rapport à la cathode (K) les jonctions J 1 et J 3 se retrouvent polarisées en inverse tandis que la jonction J 2 est faiblement polarisée en direct.

34 &KDSLWUH,/HFDUEXUHGHVLOLFLX SRXU OHV LQWHUUXSWHXUV GH SXLVVDQFH FRDQGpV G A J 1 J 2 J 3 E & E & K 1 N 1 2 N 2 V 1 V 2 V 3 V KA >0 Figure I.9 : Structure thyristor polarisée en inverse En inverse aussi pour cette structure c'est la base 2 qui assure la tenue en tension. La tension inverse tenue est sensiblement identique à la tension tenue en polarisation directe, on parle alors de structure symétrique. uisque deux jonctions sont en inverse l'injection de trous ou d'électrons par la gâchette ne permettra en aucun cas la mise en conduction du thyristor Caractéristique courant tension Nous venons de voir les deux états pris par le thyristor en polarisations directe et inverse. Nous représentons sur la Figure I.10 sa caractéristique courant-tension. I (d) ZONE DIRECT (c) V br I L I H (b) (e) (a) V bo V AK ZONE (f) INVERSE Figure I.10 : Caractéristique courant-tension du thyristor La caractéristique du thyristor est définie sur deux quadrants, la zone directe et la zone inverse. Le tracé de a-b correspondant à l'état de haute impédance, le composant reste

35 &KDSLWUH,/HFDUEXUHGHVLOLFLX SRXU OHV LQWHUUXSWHXUV GH SXLVVDQFH FRDQGpV bloqué tant que la tension est inférieure à un certain seuil V bo et que le courant I g reste nul. Au point b la tension de retournement V bo est atteinte, la pente du courant est infinie (di/dv = ) et le thyristor entame son enclenchement pour un niveau de courant appelé "latching" (I L ). Entre b et c le composant est dans un état instable il se comporte comme une résistance négative. Entre c et d le thyristor est en mode de conduction directe le niveau de courant est fixé par le circuit extérieur. Lorsque le courant descend au-dessous du courant de maintien I H le thyristor se désamorce et passe en fonctionnement haute impédance. En polarisation inverse nous sommes dans la zone inverse, le composant bloque la tension entre a et e. En e la tension de claquage V br est atteinte et le courant part en avalanche pouvant entraîner la destruction du dispositif Tenue en tension Région inverse Deux facteurs physiques peuvent être à l'origine du claquage du thyristor en polarisation inverse : le percement de la base 2 du thyristor ou le claquage par avalanche. A J 1 J 2 J 3 E & E & K 1 N 1 2 N 2 W ZCE W Figure I.11 : Extension de la zone de charge d'espace dans la base ( WZ) en polarisation inverse Le claquage lié au percement, est atteint lorsque l'extension de la zone de charge d'espace de la jonction J 3 couvre toute l'épaisseur de la base (W ZCE = W ) ; en d'autre terme lorsque la jonction inverse J 3 est court-circuitée avec la jonction centrale J 2. Suivant l'épaisseur de la base 2 "W ", le claquage peut être obtenu par la multiplication par avalanche si l'extension de la zone de charge d'espace est inférieure à "W ". On peut retenir qu'un dopage faible de la base 2 favorise le claquage par percement alors qu'un

36 &KDSLWUH,/HFDUEXUHGHVLOLFLX SRXU OHV LQWHUUXSWHXUV GH SXLVVDQFH FRDQGpV dopage élevé favorise le claquage par multiplication par avalanche. La tension de claquage du thyristor est liée à ces deux limites à cause du couplage de la jonction J 2 et J 3. Tout ce passe comme dans le cas d'un transistor npn monté en émetteur commun où la tension de claquage est donnée par 'équation I-2 [31]. br = b α npn 1 a V V (1 ) (Eq I-2) Avec α npn le gain en courant du transistor pnp en base commune qui ici est égal à 1/M, où M est le facteur de multiplication par avalanche, V b la tension de claquage de la jonction 2 -N 2 et "a" une constante comprise entre 4 et 6. Comme la quantité multipliant V b est inférieure à 1, la tension de claquage du thyristor est inférieure à V b. En effet le gain en courant d'un transistor est donné par l'équation I-3. Où γ est l'efficacité d'injection et α T le facteur de transport. L'efficacité d'injection est proche de 1 dans la plupart des cas lorsque le dopage de la région N 2 est fortement dopé. On peut donc écrire l'égalité entre le facteur de transport et le gain en courant. αnpn = γαt αt (Eq. I-3) Le facteur de transport peut s'exprimer suivant l'équation I-4 où L n est la longueur de diffusion des électrons. α T 2 W W ZCE W W ZCE ch( ) 1 (Eq. I-4) Ln Ln = L'équation I-4 montre clairement que le facteur de transport croît lorsque la zone de charge d'espace (W ZCE ) couvre de plus en plus l'épaisseur de la base (W ). ar conséquent on voit tout de suite la répercussion sur la tension de claquage (Eq. I-2). La dépendance du facteur de transport suivant la longueur de diffusion des porteurs, sousentend aussi une dépendance en fonction de la durée de vie, de par la relation L n, =(Dn.τ n ) 0,5 avec D n le coefficient de diffusion des électrons et τ n la durée de vie des électrons Région directe

37 &KDSLWUH,/HFDUEXUHGHVLOLFLX SRXU OHV LQWHUUXSWHXUV GH SXLVVDQFH FRDQGpV, 3KpQRqQH GH UHWRXUQHHQW our comprendre en détail la caractéristique dans la région directe il est pratique d'utiliser la méthode des deux transistors analogues. En effet on peut voir le thyristor comme un ensemble de deux transistors duaux (NN et N) inscrit dans une structure monolithique où le collecteur de l'un et relié à la base de l'autre et vice versa (Figure I.12). Nous rappelons les relations qui existent entre les courants d'émetteur, de collecteur et de base ainsi que le gain en courant statique α 1 pour un transistor pnp (T 1 ), où I CO est le courant de saturation inverse des jonctions. Les relations pour le transistor npn (T 2 ) s'obtiennent de la même manière sauf que le courant est négatif. G A N N G I g I C2 N I B1 N I B2 =I C1 A G A I g T 1 I C2 T 2 I B1 I A I B2 =I C1 I B =(1-α)I E - I CO I C =αi E + I co I E K N K K I K Figure I.12 : Représentation du thyristor par les deux transistors analogues et rappel des relations entre les courants dans un transistor pnp Le courant de base du transistor npn (T 2 ) est donné par l'équation I-5. I = (1 α )I I (Eq. I-5) B2 2 K CO2 Ce courant de base correspond au courant collecteur du transistor pnp (I B2 =I C1 ). IC1 = α1i A +I CO1 (Eq. I-6) En écrivant l'égalité I B2 = I C1 et en tenant compte de I A = I g + I K, on peut exprimer I K. α1ig+ I CO2+I CO1 I K= (Eq. I-7) 1 ( α + α ) 1 2 L'équation I-7 donne l'expression du courant principal dans le thyristor en fonction des gains en courant statiques. Elle met en lumière le couplage qui existe entre le courant principal et les gains en courant. our des faibles valeurs de courant le gain est une

38 &KDSLWUH,/HFDUEXUHGHVLOLFLX SRXU OHV LQWHUUXSWHXUV GH SXLVVDQFH FRDQGpV fonction croissante du courant [31], on comprend que tout procédé tendant à augmenter le courant principal, entraîne un accroissement des gains. Il ne s'agit pas de dire que le thyristor s'enclenche lorsque le courant tend vers l'infini avec α 1 + α 2 = 1. Il faut garder à l'esprit que le retournement est un phénomène dynamique par conséquent il faut tenir compte de la variation des gains en petits signaux. Le critère de retournement est donné par la pente du courant qui devient infinie (di K /dv AK = ). Des études ont montré que pour cette condition la somme des gains en petits signaux atteint l'unité, dans la portion de la caractéristique c-d (Figure I.10) alors que la somme des gains en statique est bien inférieure à 1 [32]. La valeur correspondante du courant principale est le courant d'amorçage (latching) Les différents courants de déclenchement Nous venons de mettre en évidence que le déclenchement du thyristor s'obtient lorsque la somme des gains en petits signaux était égale à l'unité, c'est à dire lorsque le courant dans la structure augmente. On peut citer différent cas de figure où le courant peut être augmenté : Courant de gâchette L'équation I-7 montre directement l'influence du courant de gâchette I g sur le courant I K. En effet il suffira pour enclencher le thryistor de fournir un courant I g permettant d'atteindre le courant d'amorçage. Création de paires électron-trou par excitation lumineuse En reprenant l'équation I-7 et en posant I g = 0 A, on peut inclure au numérateur le courant de diffusion qui serait issu de l'éclairement des bases N 1 et 2. Ce dernier jouerait un rôle similaire au courant de gâchette. Courant généré par une variation brusque de la tension aux bornes du thyristor (dv/dt) La zone de charge d'espace de part et d'autre d'une jonction N peut être assimilée à un condensateur plan. Dans le cas de notre thyristor en polarisation directe on peut donc considérer que les trois jonctions forment un ensemble de trois condensateurs en série. La jonction centrale J 2 étant la seule en inverse, elle présente une extension de la charge

39 &KDSLWUH,/HFDUEXUHGHVLOLFLX SRXU OHV LQWHUUXSWHXUV GH SXLVVDQFH FRDQGpV d'espace plus conséquente. Il est facile de comprendre que l'application d'un dv/dt peut entraîner l'apparition d'un courant capacitif (C 2.dV/dt), liée à la jonction J 2, qui joue un rôle similaire au courant de gâchette. our éviter l'enclenchement du thyristor par courant capacitif on peut utiliser un circuit comprenant une résistance en série avec une capacité que l'on vient placer en parallèle avec le thyristor. Ce circuit à la particularité de présenter une très faible impédance lorsqu'il y a une variation rapide de la tension et au contraire une grande impédance pour des tensions à faible fréquence ou courant continu. Multiplication de porteurs par phénomène d'avalanche En polarisation directe le champ électrique maximal qui existe dans la zone de transition de la jonction J 2 peut, si la tension est assez élevée, communiquer une énergie suffisante aux porteurs qui ionisent les atomes du réseau et créent ainsi d'autres porteurs. C'est le phénomène de multiplication par avalanche. Le courant lié à la création de ces porteurs provoque l'enclenchement du thyristor. Nous venons d'énumérer les principaux phénomènes susceptibles d'enclencher le thyristor. Certains sont voulus comme la commande par un courant de gâchette ou par excitation lumineuse d'autres sont à proscrire tels que l'apparition d'un courant capacitif. Nous ne l'avons pas mentionné mais l'élévation de la température aussi peut être une cause supplémentaire à l'enclenchement parasite, en favorisant la génération thermique des porteurs. Une manière plus efficace d'éviter les enclenchements parasites est de rendre moins sensible la structure aux variations de courant en court-circuitant l'émetteur et la base du transistor pnp, comme le montre la Figure I.13. Ici le court-circuit est obtenu par le prolongement du contact d'anode sur la base N. D'un point de vu circuit cela revient à placer une résistance R CC entre l'émetteur et la base du transistor pnp.

40 &KDSLWUH,/HFDUEXUHGHVLOLFLX SRXU OHV LQWHUUXSWHXUV GH SXLVVDQFH FRDQGpV R CC A G A Court-circuit entre G T 1 N l'émetteur et la base du transistor pnp T 2 N K K Figure I.13 : Structure thyristor avec anode et base N court-circuitées Une telle configuration permet de bénéficier d'un émetteur qui pour un faible courant montre une faible efficacité d'injection et pour un fort niveau de courant une très bonne efficacité [33]. Lorsqu'un courant parasite apparaît, celui-ci empruntera la zone où l'émetteur est courtcircuité évitant ainsi l'injection des trous et permettra d'éviter un amorçage du phénomène d'enclenchement Tenue en tension maximale, 5HWRXUQHHQW SDU XOWLSOLFDWLRQ SDU DYDODQFKH La tenue en tension maximale en polarisation directe est assurée principalement par la base 2. En fixant l'épaisseur et le dopage de cette couche on conditionne une certaine tenue en tension. De la même façon qu'en polarisation inverse le niveau du champ électrique peut être le facteur qui entraîne la limitation en tenue en tension par la multiplication de porteurs par ionisation des atomes du réseau et ceci lorsque l'épaisseur de la zone de charge d'espace est inférieure à l'épaisseur de la base 2. L'expression de la tension de retournement pour ce type de phénomène s'exprime suivant l'équation I-8. V = V (1 α α ) (Eq I-8) bo b npn 1 a pnp Où V b est la tension de claquage de la jonction J 2, α pnp et α pnp les gains en courant des transistors intrinsèques du thyristor, et "a" un coefficient.

41 &KDSLWUH,/HFDUEXUHGHVLOLFLX SRXU OHV LQWHUUXSWHXUV GH SXLVVDQFH FRDQGpV, 5HWRXUQHHQW SDU SKpQRqQH GH SHUFHHQW La tension de retournement peut également être limitée par le percement de l'une des deux bases des transistors intrinsèques. L'extension de la zone de charge d'espace est d'autant plus élevée que le niveau de dopage de la couche et que son épaisseur sont faibles. Si l'une des deux bases est complètement déplétée le phénomène de percement est atteint. En effet si la définition de la base N est telle que la zone de charge d'espace atteint la jonction J1 (W ZN = W N ), l'anode va directement alimenter en trou la base 2 avec l'aide du champ électrique et donc enclencher le thyristor. La situation analogue peut se produire du côté de la base 2, si celle-ci est complètement déplétée (W Z = W ) ; la couche N 2 alimente alors directement la base N 1 en électron. A J 1 J 3 J 2 E & K 1 N1 2 N2 W ZN W Z W N W Figure I.14 : Extension de la zone de charge d'espace de part et d'autre de la jonction J 2 en polarisation directe et qui montre la vulnérabilité des deux bases pour la tenue en tension si elles sont faiblement dopées et/ou peu épaisses 4 Evolution des thyristors en SiC Le SiC comme nous l'avons souligné est un matériau intéressant à cause des potentialités qu'il peut offrir à l'électronique de puissance. Le challenge qui est à relever maintenant n'est pas de réinventer de nouveaux composants de puissance mais de s'inspirer déjà de ceux qui existent, dans les filières silicium et GaAs, et d'essayer avec une certaine analogie de les adapter sur le SiC pour profiter de ses atouts en tenant compte bien sûr des contraintes technologiques qui lui sont attachées. En présentant le SiC nous avons cité un certain nombre de démonstrateurs confortant les arguments avancés en terme d'aptitude électrique et thermique. Nous nous proposons ici de récapituler l'évolution des thyristors en SiC en faisant état des avancés et des difficultés qui ont été rencontrées.

42 &KDSLWUH,/HFDUEXUHGHVLOLFLX SRXU OHV LQWHUUXSWHXUV GH SXLVVDQFH FRDQGpV Les premiers thyristors rapportés dans la littérature ont été réalisés avec le polytype 6H en 1993 [34]. Le choix du matériau s'est fait en fonction de l'arrivée plus tardive sur le marché du polytype 4H par rapport au 6H. our ces structures l'alternance des couches de type N et a été faite de façon analogue au thyristor en silicium, c'est à dire avec un substrat de type (Figure I.15-a). La prise de contact de la gâchette s'obtient par une gravure de la couche sur la partie supérieure de la structure. Les structures sont terminées par une Mesa. Le blocage de la tension se fait aussi bien en direct qu'en inverse affichant des valeurs de 100 [35][36] et 160 V. our des densités de courant de l'ordre de 2000 A/cm 2 les chutes de tensions relevées sont de 6,4 V. Alors que les tenues en tension s'écroulent complètement pour les thyristors en silicium pour des températures supérieures à 150 C, le thyristor en SiC montre une diminution de seulement 4% sur la tension de blocage pour une température de 300 C. Malheureusement, la résistance spécifique de telles structures est très significative (126 mω.cm 2 ) lorsque le thyristor est à l'état passant. Cette grande valeur de résistance s'explique par la grande résistivité du substrat de type. On estime que seulement 1 à 2 % des dopants sont ionisés à la température ambiante, dans une couche dopée avec de l'aluminium. Néanmoins, l'élévation de la température de fonctionnement (350 C) permet une amélioration de la résistance spécifique qui diminue jusqu'à 11 mω.cm 2 [35]. La température à un effet bénéfique puisqu'elle permet d'augmenter l'ionisation des dopants. Ce constat amena à reconsidérer l'alternance des couches en inversant la séquence de croissance afin de réaliser le thyristor sur un substrat de type N (Figure I.15-b). La résistance spécifique du thyristor avec un substrat de type N était ramenée alors à 3,6 mω.cm 2.

43 &KDSLWUH,/HFDUEXUHGHVLOLFLX SRXU OHV LQWHUUXSWHXUV GH SXLVVDQFH FRDQGpV Gâchette cathode Gâchette Gâchette anode Gâchette Mesa N Mesa N N Substrat Substrat N Anode Cathode (a) (b) Figure I.15 : configuration des premiers thyristors en SiC à partir d'un substrat de type (a) et celle des thyristors qui lui a succédé pour bénéficier de la faible résistivité du substrat de type N (b) Les contacts sur type étaient réalisés avec de l'aluminium (Al) et ceux sur type N avec du nickel (Ni). Les mesures TLM (transmission line model) de la résistance de ces contacts sont comprises entre 2x10-4 et 4x10-4 Ω.cm 2 pour Al et entre 10-4 et 2x10-4 Ω.cm 2 pour Ni. ar la suite de nouveaux thyristors symétriques en polytype 4H sont rapportés avec des tensions de retournement plus intéressantes, 375 V, 600 V, jusqu'à 700 V [37]. Les tensions les plus élevées plafonnent à 900 V lorsque la structure est immergée dans du Fluorinert TM (SF 6 ). Cela soulève le problème de la passivation et de la terminaison qui contribue énormément à la tenue en tension. La surface des composants avoisine 6x10-3 cm 2. Des surfaces plus élevées (1,6x10-2 cm 2 ) ont permis d'atteindre un courant maximal de 10 A mais cela au détriment d'une tension de retournement plus faible (200 V). En effet comme nous l'avons signalé plus haut dans la présentation du carbure de silicium, le nombre de défaut croît avec la surface. Ces composants peuvent être commutés à des fréquences de plus de 250 khz. Les résultats encourageants sur le thyristor en SiC-4H ont permis d'axer les recherches vers le thyristor GTOs. La structure GTO a l'avantage par rapport au thyristor classique d'être commandée à l'ouverture et donc de pouvoir répondre à des applications utilisant des tensions continues. Cette première génération de thyristors GTOs possède une couche de type supplémentaire, par rapport au thyristor classique servant de couche tampon.

44 &KDSLWUH,/HFDUEXUHGHVLOLFLX SRXU OHV LQWHUUXSWHXUV GH SXLVVDQFH FRDQGpV Celle-ci se place au-dessus du substrat et est caractérisée par un fort dopage (Figure I.16). Couche active Mesa anode + Gâchette N + Substrat N anode + Couche tampon Cathode Figure I.16 : Structure GTO en SiC-4H comprenant une couche tampon La couche tampon a un effet double puisque à tenue de tension identique, le GTO nécessite une couche active beaucoup moins épaisse que le thyristor classique entraînant ainsi une chute de tension moins conséquente à l'état passant. De plus elle permet de diminuer le temps d'ouverture de l'interrupteur par la diminution de l'efficacité d'injection du transistor intrinsèque NN. Son point faible réside dans son incapacité à tenir une tension en inverse comparable à celle en direct. our améliorer la commutation les contacts de gâchette et d'anode sont interdigités. Des démonstrateurs ont montré des tensions de retournement de 700 V pour une épaisseur de couche active de 7 µm [38] alors que les thyristors classiques pour une couche de 6 µm ne bloquaient des tensions que de l'ordre de 100 V [36]. ar comparaison un thyristor en silicium pour tenir une tension similaire aurait besoin d'une couche active de 45 µm. La chute de tension en direct varie entre 4 et 10 V suivant la densité de courant et est attribuée principalement aux résistances spécifiques de contact qui montrent encore des valeurs élevées, de l'ordre de 7x10-3 Ω.cm 2 pour le contact d'anode. Dans le GTOs les performances dynamiques importent énormément. On parlera de gain à l'ouverture qui traduit l'aptitude du composant à passer de l'état passant à l'état bloqué, il est exprimé suivant l'équation I-9.

45 &KDSLWUH,/HFDUEXUHGHVLOLFLX SRXU OHV LQWHUUXSWHXUV GH SXLVVDQFH FRDQGpV β = α pnp α pnp + α 1 npn (Eq. I-9) Où α npn et α pnp sont respectivement les gains en courant des transistors intrinsèques NN et N. Cela montre que le gain à l'ouverture augmente lorsque α npn diminue. L'inconvénient est que cela affecte également la chute de tension en direct. Ici les gains à l'ouverture sont compris entre 3-7. On peut citer d'autres travaux similaires sur les GTOs asymétriques rapportant des tensions de retournement de 400 V (couche active : 4,5 µm ; 2,8x10 16 cm -3 ), 500 V (couche active : 6 µm ; 5x10 14 cm -3 ), 600 V (couche active : 7 µm ; cm -3 ) avec des tenues en tension en inverse de 50 V [39][40]. Une tension de 800 V à pu être bloquée avec une structure passivée d'une fine couche d'oxyde (couche active : 7 µm ; 7,2x10 15 cm -3 ), mais celle-ci chute à 640 V lorsque la température ambiante atteint 377 C [41]. Cela remet en cause la qualité de l'oxyde qui montre une mauvaise aptitude à haute température. La chute de tension en direct également baisse avec l'élévation de la température en passant de 4,5 à 3,6 V lorsque la température passe de 25 à 300 C pour une densité de courant de 1000 A/cm 2. Ici encore ces chutes de tension sont liées à la résistance spécifique des contacts de l'ordre de 8x10-4 Ω.cm 2. Mais des progrès ont été faits, montrant une résistance spécifique du contact d'anode de 2,4x10-5 Ω.cm 2 où les contacts sont réalisés avec de l'aluminium et du titane [42]. Le courant de fuite augmente à peine d'un facteur 2 à 377 C, alors que dans le silicium il double tous les 8 C. De bonnes aptitudes en commutation ont été démontrées avec un fonctionnement faisant alterner ouverture et fermeture du thyristor à intervalle de temps de 105 µs pour une densité de courant de 5000 A/cm 2 sans entraîner aucune dégradation, avec des temps de fermeture (t on ) et d'ouverture (t off ) respectivement de 170 ns et de 80 ns. Ces mêmes auteurs (L.Cao et al.) ont montré pour d'autres démonstrateurs de même gabarit (V bo = 800 V) un pouvoir de coupure jusqu'à une densité de courant de A/cm 2 [43]. Les essais ont montré une augmentation du temps à l'ouverture avec la température (175 ns à 25 C et 440 ns à 200 C). Cela peut s'expliquer par le fait que le courant de fuite de la jonction anode-gâchette croît avec la température, ce qui rend la gâchette moins efficace. Le temps à la fermeture quant à lui diminue lorsque la température augmente. Cette évolution est contraire à celle constatée dans le silicium et l'arsenure de gallium où

46 &KDSLWUH,/HFDUEXUHGHVLOLFLX SRXU OHV LQWHUUXSWHXUV GH SXLVVDQFH FRDQGpV le temps à la fermeture augmente à cause de la diminution de la mobilité, des coefficients de diffusion et de la vitesse de saturation des porteurs. Ce comportement a été attribué à la très forte dépendance de la concentration des trous de la couche d'anode du thyristor en SiC avec la tempétrature. A température ambiante l'ionisation des dopants est partielle (1 2%) d'où la répercussion sur l'efficacité d'injection. our vérifier cette hypothèse les auteurs ont analysé le courant à la fermeture qui se caractérise par une croissance exponentielle (I=I 0 exp(t/τ r )). C'est par la constante de temps "τ r " que se traduit indirectement l'effet de la température et c'est Bergman qui en donna une forme analytique [44]. τ r ττ = α1+ α (Eq. I-10) Où τ 1 et τ 2 sont les temps de transit des porteurs minoritaires, α 1 = γ 1 α T1 et α 2 = γ 2 α T2 sont les gains en courant respectivement des transistors + N et NN +. Ici γ 1 et γ 2 sont les efficacités d'injection avec α T1 et α T2 les facteurs de transport respectifs des jonctions + N et N +. D'après L. Cao et al., τ r diminue lorsque la température augmente du fait de la croissance de α 1. Autrement dit lorsque l'efficacité d'injection γ 1 augmente. D'autres auteurs (M. L. Levinshtein et al.[45]) se sont penchés sur la question, rappelant que la formulation de l'équation I-9 par Bergman a été obtenue en supposant γ 1 et γ 2 égales à l'unité. ar conséquent le raisonnement apporté par L.Cao et al est partiellement contradictoire sans être tout à fait faux. En reconsidérant l'établissement de l'expression de τ r sans poser γ 1 = γ 2 = 1, M. L. Levinshtein et al montrent que τ r est fonction de plusieurs variables qui dépendent elles-mêmes de la température, tels que la recombinaison par l'effet Auger, la durée de vie, etc... Afin de trancher correctement sur la question ils ont utilisé la simulation numérique. Les résultats ont montré finalement que la principale contribution de la diminution du temps à la fermeture était effectivement liée à l'ionisation des dopants d'aluminium dans l'anode. Les préoccupations de l'optimisation de la tenue en tension ont suscité de nouveaux travaux sur les protections périphériques. La gravure Mesa qui jusqu'à présent constituait la seule terminaison est combinée avec une autre technique comme la JTE (Junction Termination extention) ou est remplacée par d'autres techniques comme les anneaux de

47 &KDSLWUH,/HFDUEXUHGHVLOLFLX SRXU OHV LQWHUUXSWHXUV GH SXLVVDQFH FRDQGpV garde gravés EGRs (Epitaxie Guard Rings). La JTE est une région de type N réalisée par implantation d'azote sur la couche active de type. Les EGRs forment un ensemble d'anneaux obtenus par gravure de la couche N sous l'anode. Ces protections sont abordées et expliquées plus en détail dans le chapitre III. Retenons pour l'instant que leur rôle se résume à venir étaler les équipotentielles en périphérie afin de diminuer l'amplitude du champ électrique. La Figure I.17 donne une représentation schématique de deux protections. L. Fursin et al. ont obtenu une tension de retournement de 1200 V sur un thyristor GTO possédant une couche active de 13 µm dopée à 7,2x10 15 cm -3 et munie d'une protection de 12 EGRs, de 4 µm de large chacun et distant les uns des autres de 2 µm[46]. La tension maximale liée à cette technique qui représente 67% de la tension de claquage en volume dépend fortement de l'espace entre les anneaux gravés et de la densité de charge à la surface[47]. JTE Gâchette anode Gâchette JTE EGRs Gâchette anode Gâchette EGRs N N N N Substrat N Substrat N Cathode rotection avec JTE Cathode rotection avec EGRs Figure I.17 : Représentation d'une protection utilisant la technique de la JTE et une de l'egrs J. B. Fedson et al. présentent les résultats relatifs à une protection utilisant trois JTE pour une même structure avec une couche active de 12 µm d'épaisseur [48]. La description des JTE n'est pas rapportée. La tension de retournement de 1100 V représente seulement 50% de la tension de claquage en volume. L'efficacité de la JTE dépend de l'activité électrique des dopants implantés. Les récents travaux de A. Agarwal et al ont présenté un thyristor GTO de 2 mm de diamètre capable de tenir 2600 V et de

48 &KDSLWUH,/HFDUEXUHGHVLOLFLX SRXU OHV LQWHUUXSWHXUV GH SXLVVDQFH FRDQGpV laisser passer un courant de 12 A [49]. our atteindre de telle performance la couche active possède une épaisseur de 50 µm avec un dopage compris entre 7x10 14 et 9x10 14 cm -3. Ici une seule JTE est réalisée avec une dose d'azote de 8x10 12 cm -2 et une extension latérale de 150 µm. Lorsque le composant est traversé par un courant de 12 A, la chute de tension à ses bornes est de 6,5 V. L'amélioration de la qualité du substrat a permis à la même équipe de recherche d'obtenir une tension de retournement de 3100 V avec une structure définie de la même façon [50]. Avec un courant direct de 12 A (300 A/cm 2 ) la chute de tension est de 4,97 V. Le gain à l'ouverture est de 3,3 et le temps à l'ouverture de 500 ns. L'ensemble de ces démonstrateurs témoigne de l'avancement manifeste réalisé sur les thyristors en SiC et que l'optimisation des protections périphériques conjuguée à l'amélioration de la qualité du matériau et de la passivation permettront l'apparition de structures plus performantes. 5 Modèles physiques pour le SiC dans le simulateur numérique ISE Les travaux de recherche sur la conception de composants de puissance trouvent un appui considérable dans l'utilisation de la simulation numérique. En effet cette dernière peut apporter une explication sur certains comportements du composant et permettre de faire des prédictions sur les paramètres du matériau afin d'optimiser les structures. Les simulateurs les plus utilisés sont Atlas/Blaze[51], ISE[52] et MEDICI[53]. Nous présentons ci-dessous le logiciel ISE qui est utilisé dans cette étude. 5.1 résentation du logiciel de simulation ISE ISE est un ensemble d'outils de simulation de composants à semi-conducteur. Il permet de simuler des structures, pouvant être définies dans un espace à 1, 2 et 3 dimensions, en résolvant, numériquement et simultanément, les trois équations aux dérivées partielles de la physique des composants (équation de oisson et les deux équations de continuité pour les électrons et les trous ), ainsi que les différentes équations thermiques par la méthode des éléments finis. La résolution de l'équation de oisson, fournit les valeurs du potentiel électrostatique et celle des équations de continuité donne la concentration des porteurs, tout cela, en chaque point du maillage. Les équations sont discrétisées par le maillage et sont résolues

49 &KDSLWUH,/HFDUEXUHGHVLOLFLX SRXU OHV LQWHUUXSWHXUV GH SXLVVDQFH FRDQGpV par la méthode itérative de Newton. L'utilisateur peut agir sur le pas de calcul, le nombre d'itérations et la précision de l'erreur. Le temps nécessaire pour obtenir la convergence dépend, en outre, de ces paramètres mais surtout du maillage. Cela nécessite qu'un compromis doit être trouvé entre la précision des résultats et le temps de calcul. En effet, ce dernier augmente avec le nombre de nœuds du maillage. A partir des résultats des calculs les caractéristiques électriques (champ électrique, courant, potentiel ) de la structure seront déterminés Les outils dans ISE ISE comprend de nombreux outils, mais nous ne présenterons ici que ceux qui sont vraiment nécessaire pour une prise en main du logiciel. our chacun d'entre eux, une définition succincte sera donnée, afin d'en retenir la fonction principale (pour plus d'information se référer à la documentation donnée par le concepteur). Ces modules sont Mdraw-ISE, Dessis-ISE, icasso-ise et Inspect-ISE Mdraw-ISE C'est un programme qui permet principalement de décrire la géométrie, le dopage, les contacts et le maillage de la structure. Celle ci est définie dans un espace à 2 dimensions. En ce qui concerne le profil de dopage, il est décrit de manière analytique (uniforme et/ou gaussien). Le maillage, qui est une discrétisation de la structure, peut être fixé avec une précision allant au-delà de l'angström et s'adapter automatiquement sur le profil de dopage. L'utilisateur peut spécifier un maillage plus fin, pour certaines régions, en particulier là où il y a de fortes variations de concentrations de porteurs tel que les jonctions ou aux niveaux des électrodes. Une attention particulière sera portée sur l'espacement des mailles, en évitant tout écart brusque qui risque d'entraîner la divergence des calculs Dessis-ISE Dessis-ISE regroupe l'ensemble des données utiles à la simulation électrique. Celles-ci sont réparties en plusieurs sections comme suit : File, Electrode, lot, Math, hysics, solve. Il permet, également, de réaliser des simulations, dites en "Mixed-mode", c'est à dire, en donnant la possibilité d'insérer la structure dans un circuit électrique et d'en étudier son comportement.

50 &KDSLWUH,/HFDUEXUHGHVLOLFLX SRXU OHV LQWHUUXSWHXUV GH SXLVVDQFH FRDQGpV Les sections de Dessis-ISE File : Cette section concerne les fichiers de sortie et d'entrée de Dessis-ISE. Y apparaissent, notamment, les fichiers relatifs au dopage, au maillage, à la géométrie. Electrode : Comme son nom l'indique, cette section gère le comportement des électrodes. Les contacts seront précisés avec un élément résistif, capacitif ou selfique, ou bien avec une hauteur de barrière. lot : Seront énumérées, ici, les différentes grandeurs physiques à sauvegarder, de manière à les exploiter ou tout simplement les visualiser après la simulation. Math : Cette partie permet à l'utilisateur de fixer les directives pour la résolution du problème (pas de calcul, nombres d'itérations, critère de l'intégrale d'ionisation ). hysics : Cette section est utilisée pour sélectionner quels modèles physiques seront pris en compte pour la simulation du composant. Solve : La section Solve contient une série de commande permettant de choisir les équations à résoudre et la façon de les résoudre. En effet, les équations peuvent être résolues indépendamment les unes des autres, pendant la simulation, ou de manière couplées, c'est à dire, que les solutions d'une équation seront utilisées par les autres équations et vice versa. ar ailleurs, les solutions peuvent être déterminées en régime statique ou en régime dynamique Inspect-ISE et icasso-ise Inspect-ISE est un gestionnaire graphique, qui permet de tracer des courbes. Quant à icasso-ise, il permet de visualiser l'ensemble de la structure et le maillage qui lui est associé, ainsi que la répartition des grandeurs physiques (champ électrique, équipotentiel, ligne de courant ) dans les différentes régions du composant Modèle et paramètres spécifiés pour la simulation Le logiciel Dessis, dans la partie "physics", propose des modèles physiques avec des paramètres définis par défaut suivant le type du matériau. En ce qui nous concerne, nous avons choisi d'étudier le carbure de silicium de polytype 4H. ar conséquent, nous avons été amenés à modifier les valeurs par défaut pour obtenir les comportements relatifs au 4H. Les modèles physiques les plus importants sont, la bande d'énergie interdite, les

51 &KDSLWUH,/HFDUEXUHGHVLOLFLX SRXU OHV LQWHUUXSWHXUV GH SXLVVDQFH FRDQGpV coefficients d'ionisation, la durée de vie des porteurs, la mobilité des porteurs, la recombinaison et la génération, l'ionisation incomplète Bande d'énergie interdite La bande d énergie interdite E g, qui correspond à la différence d'énergie qu'il y a entre la bande de conduction et la bande de valence, joue un rôle important sur la valeur de la concentration des porteurs intrinsèques. Son évolution, suivant la température, est 2 α.t E g(t) = E g(0) (Eq. I-11) (T + β ) décrite par la relation de BennettWilson (I-11). Où T est la température dans le composant, Eg(0) est la bande interdite à 0 K (Eg(0)= 3,26 ev). Les valeurs des paramètres α et β sont respectivement ev.k -1 et 0 K Intégrale d'inonisation L'intégrale d'ionisation est un critère permettant de déterminer le claquage d'une jonction N. Elle de calcul pour les électrons et les trous. Le calcul des intégrales fait intervenir les coefficients d'ionisation pour les deux types de porteurs. Ces coefficients traduisent le nombre de collisions ionisantes par unité de longueur. Le calcul est réalisé pour chaque valeur du champ électrique dans la zone de charge d'espace (W). Il y a claquage par avalanche lorsque l'une des deux intégrales est égale à 1. our les électrons : our les trous : n W ( α (x')- α (x'))dx' I = (x).e dx (Eq. I-12) p W n p x αn 0 W ( α (x')- α (x'))dx' I = (x).e dx (Eq. I-13) W p n 0 αp 0 Le modèle utilisé pour les coefficients d'ionisation est celui de Chynoweth [54]. γ.bn F n = n p = p α (F) γ.a e (I-14), α (F) γ.a e (I-15) γ.bp F

52 &KDSLWUH,/HFDUEXUHGHVLOLFLX SRXU OHV LQWHUUXSWHXUV GH SXLVVDQFH FRDQGpV F : module du champ électrique! ω o tanh 2kT 0 γ = (Eq. I-16)! ωo tanh 2kT ω o! =1000 ev. Nous avons adopté les coefficients d'ionisation donnés par Konstantinov[55]. a n= 1, cm -1 a p = 5, cm -1 b n= 1, V.cm -1 b p = 1, V.cm Durée de vie des porteurs our les simulations on prendra une durée de vie identique pour les trous et les électrons. La relation est celle de Scharfetter. τmax τmin τ(n tot ) = τmin + (Eq. I-17) γ Ntot 1+ Nref τ min=0 τ max = s γ=1 Nref=10 16 cm -3 N tot =NA+ND (concentration totale des dopants) Nous avons considéré dans les calculs la durée de vie des électrons et des trous identiques Mobilité des porteurs Le modèle de mobilité des électrons et des trous à faible champ électrique est donné par Caughey-Thoma[56]. 700 T µ n = 0.61 (Eq. I-18) NA + N 300 D x T µ p = (Eq. I-19) 0.34 N 300 A + ND x10 Où N A and N D sont respectivement les concentration d'impuretés de type et de type N. 2.15

53 &KDSLWUH,/HFDUEXUHGHVLOLFLX SRXU OHV LQWHUUXSWHXUV GH SXLVVDQFH FRDQGpV Ionisation incomplète Dans le silicium tous les dopants sont généralement ionisés à température ambiante. Dans le cas du Carbure de Silicium, les niveaux des donneurs et accepteurs de l azote et de l aluminium, respectivement, sont relativement profonds comparés à l énergie thermique (k B T/q) à température ambiante. De ce fait, il faut tenir compte de l ionisation incomplète des atomes d impuretés, donné par les expressions suivantes : our les donneurs : our les accepteurs : N D N + D = (Eq. I-20) EF,n ED 1+ gcexp kt B N A N A = (Eq. I-21) EA-EF,p 1+ gνexp kt B Chaque espèce de donneurs et d accepteurs doit être prise en compte dans l équation de oisson. Les niveaux de donneurs et d accepteurs sont donnés par 1 3 C D D,0 αp tot E -E =E -.N (Eq. I-22) Avec E D,0 = 0,08 ev, α p =3, ev.cm et g c =2 1 3 A V A,0 αn tot E -E =E -.N (Eq. I-23) Avec E A,0 = 0,2 ev, α n =3, ev.cm et g c =4 6 Conclusion Dans ce chapitre nous avons introduit le carbure de silicium en présentant ses principales propriétés. ar comparaison avec les autres matériaux semi-conducteurs à grand gap, nous avons souligné ses avantages qui font de lui un excellent candidat pour l'électronique de puissance. Nous avons cité différents démonstrateurs en SiC (UMOS, Diode bipolaire, MESFET, GTO ) rapportés dans la littérature qui confortent ses bonnes aptitudes électriques et notamment thermiques. Cela nous a permis de faire état des dernières avancées réalisées dans ce domaine et des problèmes technologiques à résoudre. Les défauts dans le matériau, la réalisation d'un oxyde de grille et l'activation

54 &KDSLWUH,/HFDUEXUHGHVLOLFLX SRXU OHV LQWHUUXSWHXUV GH SXLVVDQFH FRDQGpV des dopants de type, constituent les principaux obstacles dans la réalisation de composant de puissance. Nous avons ensuite rappelé brièvement les différents domaines faisant appels à l'électronique de puissance et montré l'étendu des dispositifs utilisés dans chaque gamme de puissance. Les structures MOS répondent à des applications de haute fréquence et de puissance moyenne. our des applications fonctionnant avec des tensions supérieures à 2500 V, l'igbt reste sans conteste le meilleur composant. our des applications telles que les tractions électriques (trains, métros), le thyristor ouvrable par la gâchette (GTO) est le seul composant capable de bloquer des tensions de 4500 V et de commuter des courants de 3000 A. La connaissance des performances des différents dispositifs nous a permis de situer et de justifier le choix du thyristor dans l'application des lanceurs électromagnétiques. La description du thyristor ainsi que son fonctionnement ont été fait. L'état de l'art du thyristor dans la filière carbure de silicium indique que les avancés sont significatives malgré les défauts dans le matériau et la faible activation électrique des dopants de type. La tension de retournement record rapporté est de 3100 V. Nous avons ensuite présenté le logiciel de simulation ISE permettant d'étudier et de concevoir des composants de puissance en tenant compte des propriétés du polytype 4 H que nous avons adopté. Avec l'ensemble des connaissances énumérées et des outils informatiques, le travail de conception d'un thyristor en carbure de silicium peut alors se faire. Le chapitre suivant expose l'étude préliminaire qui a été réalisée sur un thyristor faible tension en SiC-4H. L'objectif est de souligner l'aide précieuse qu'apporte la simulation numérique dans la prédiction des tendances de fonctionnement électrique des dispositifs

55 &KDSLWUH,, (VWLDWLRQ GHV SHUIRUDQFHV pohfwultxhv GXQ WK\ULVWRU 6L&+ IDLEOH WHQVLRQ SDU OD VLXODWLRQ Chapitre II Estimation des performances électriques d'un thyristor SiC-4H faible tension par la simulation 1 Introduction L'étude qui est présentée dans ce chapitre constitue la première étape de la conception d'un thyristor 5 kv en carbure de silicium dédié à la génération d'impulsions de forte énergie utilisée dans les lanceurs électromagnétiques. Ce type d'application utilise des tensions de l'ordre de 10 kv et fait intervenir des courants supérieurs à quelques dizaines de ka avec des temps de montée atteignant 1 ka/µs ainsi que des énergies de 50 kj. Les études sur ses applications ont montré que le thyristor, de part sa rapidité de commutation et son aptitude à tenir des tensions, était le meilleur candidat pour faire face à des contraintes électriques aussi sévères [57][58]. Afin de valider l'approche par simulation de l'étude sur le thyristor 5kV, nous réalisons tout d'abord une étude préliminaire sur une structure plus modeste (quelques centaines de volts). Cela permettra de vérifier la fonctionnalité recherchée sur un matériau SiC "l'effet thyristor". Nous nous proposons de déterminer par le biais de la simulation numérique les caractéristiques électriques de la structure thyristor faible tension dont l épaisseur et le dopage des couches sont prédéfinis. Les caractéristiques électriques obtenues par simulations seront comparées avec les mesures

56 &KDSLWUH,, (VWLDWLRQ GHV SHUIRUDQFHV pohfwultxhv GXQ WK\ULVWRU 6L&+ IDLEOH WHQVLRQ SDU OD VLXODWLRQ expérimentales réalisées sur des échantillons tests. Il s'agira ensuite de quantifier les différents écarts entre la simulation et l expérience. Les spécificités du matériau fourni par la compagnie américaine CREE research [63] seront données ainsi que les différents motifs décrit dans les jeux de masques. Les résultats recherchés sont ceux relatifs à une structure possédant des jonctions planes et infinis, c est à dire pour laquelle les problèmes liés à la périphérie sont occultés. Ceci constituera une référence donnant la limite maximum que peut atteindre le composant en terme de tenue en tension en direct. Le phénomène physique imposant cette limite sera discuté. ar la suite la technique utilisée pour la protection périphérique sera présentée et prise en compte dans les simulations suivantes. Nous pourrons ainsi poser un regard critique sur le choix de cette protection et discuter de son efficacité.

57 &KDSLWUH,, (VWLDWLRQ GHV SHUIRUDQFHV pohfwultxhv GXQ WK\ULVWRU 6L&+ IDLEOH WHQVLRQ SDU OD VLXODWLRQ 2 résentation de la structure ½ cellule Contact d anode N + Contact de gâchette N + Gravure des anneaux N Contact de Cathode En face arrière N 2 + t rat Subs N 1 + Figure II.1 : représentation qualitative de la structure thyristor La Figure II.1 représente une vue d ensemble d'une structure générique isolée du wafer à étudier. Celle-ci fait apparaître les différentes couches présentes dans le composant et la géométrie du contact de gâchette et d anode. Le thyristor est obtenu par la juxtaposition de quatre couches semi-conductrices alternativement de type N et de type. Les couches sont réalisées sur un substrat

58 &KDSLWUH,, (VWLDWLRQ GHV SHUIRUDQFHV pohfwultxhv GXQ WK\ULVWRU 6L&+ IDLEOH WHQVLRQ SDU OD VLXODWLRQ fortement dopé de type N. Compte tenu de l ionisation partielle des dopants de type dans le carbure de silicium, à la température ambiante et étant donné la plus faible mobilité des trous par rapport à celle des électrons, il était judicieux de définir la couche la plus épaisse avec un type N. De ce fait le thyristor a un substrat de type N, le dopage est fixé à 1.4x10 19 cm -3 sur une épaisseur de 365 µm. Le contact de cathode est pris sur la face arrière du substrat. Une fine couche de 3 µm de type N avec un dopage de 1.3x10 19 cm -3 est déposée au préalable sur le substrat avant d'entamer la croissance des autres couches. La base du transistor intrinsèque NN, conditionnant la tenue en tension en direct et en inverse, est dopée à cm -3 sur 5 µm. La base N du transistor intrinsèque N, jouant le rôle de gâchette, est dopée à 7.7x10 16 cm -3 avec une faible épaisseur de 1 µm. Enfin, la couche supérieure du composant correspondant à l anode est dopée à 1.5x10 19 cm -3 avec une épaisseur de 1 µm. Le tableau III-1 récapitule les spécifications de chaque couche. Les couches sont affectées d un chiffre qui donne leur position d empilement à partir du substrat. Couche Type Concentration de dopage Epaisseur (µm) d impureté (cm -3 ) 4 1,5x N 7,7x N 2 1,3 x Substrat N 1 1,4 x Tableau II-1 : Epaisseurs et concentrations de dopage des couches Initialement la couche d'anode fortement dopée, située sur la partie supérieure du substrat, recouvre toute la surface car elle est réalisée par un dopage in-situ pendant la phase d'épitaxie. Une gravure permet d atteindre la couche N, située sous l'anode, pour prendre le contact de gâchette. La géométrie du contact d anode est constituée de doigts parallélépipédiques placés en parallèle et formant deux "peignes" mis en regard symétriquement. Le point de contact se fera sur la partie rectangulaire située entre les deux "peignes". En ce qui concerne le contact

59 &KDSLWUH,, (VWLDWLRQ GHV SHUIRUDQFHV pohfwultxhv GXQ WK\ULVWRU 6L&+ IDLEOH WHQVLRQ SDU OD VLXODWLRQ de gâchette, il vient se placer en bordure des doigts de l anode. En suivant le contour de l anode, la gâchette forme également un peigne. Les contacts de gâchette et d anode sont dits interdigités. Cette disposition particulière des contacts, va faciliter la montée en courant (di/dt) lors de l enclenchement du thyristor. En effet lorsque le courant de commande sera injecté sur la gâchette, le courant principal qui traversera la structure sera initié en bordure de la jonction anode-gâchette. Cette jonction constitue la zone de fermeture primaire et compte tenu de la géométrie des contacts, elle met en jeu une grande partie de la surface du composant. Il en résulte une mise en conduction homogène sous l anode liée à une bonne propagation du plasma. Le plasma désigne l ensemble des électrons et des trous étroitement "mélangés" dans la base épaisse et peu dopée des structures de puissance. 3 Simulation de la structure Les outils de simulation permettent de simuler la structure sous sa définition 3 dimensions (3 D). Avec cette description les équations différentielles de la physique des composants sont résolues suivant 3 directions spatiales. Or le support matériel informatique qui est mis à notre disposition ne peut pas permettre d obtenir des résultats relatifs à une structure 3 D avec un temps de calcul raisonnable. En effet une structure définie sous trois dimensions comprendrait un nombre de nœuds élevé de plus de et donc nécessiterait une place mémoire considérable et entraînerait un temps de calcul de plusieurs semaines. ar contre comme la structure présente des symétries, il est possible de réduire le domaine d étude en considérant seulement la demi-cellule, comme le montre la Figure II.1, au-dessus de la structure complète, une portion de la périphérie du composant, comprenant un doigt d anode, un contact de gâchette et les deux gravures de la couche N correspondant à la protection périphérique. Cette coupe permet de mettre en avant la demi-cellule qui va être l objet de l étude en simulation. Elle est délimitée par deux axes verticaux coupant respectivement en deux parties égales le contact d anode et de gâchette. ar conséquent on rentrera dans le simulateur une définition 2D du thyristor. Notons que les résultats relatifs à une structure 2D sont

60 &KDSLWUH,, (VWLDWLRQ GHV SHUIRUDQFHV pohfwultxhv GXQ WK\ULVWRU 6L&+ IDLEOH WHQVLRQ SDU OD VLXODWLRQ incomplet du fait de la non prise en compte des effets tridimensionnels qui peuvent influencer certaine grandeur comme la propagation du plasma lors de l'enclenchement. Le jeu de masques a été réalisé à Aachen avec le concours de V. Zorngiebel. Il comprend plusieurs motifs qui diffèrent les uns des autres par leurs dimensions et leurs nombres de doigts. Les détails des motifs compris dans chaque champ sont énumérés dans le tableau A de l'annexe "Masque". Le contact d'anode peut comprendre 7 à 14 doigts avec une longueur allant de 40 µm à 220 µm et une largeur allant de 3 µm à 20 µm. Le contact de gâchette possède des doigts ayant une longueur variant de 40 à 220 µm pour une largeur comprise entre 1 et 10 µm. Les anneaux de garde gravés, qui constituent la terminaison, ont une largeur comprise entre 3 et 10 µm. Ils sont séparés par une gravure dont la largeur varie également entre 3 et 10 µm. La structure thyristor que nous nous proposons de simuler est décrite dans l'annexe "Masque" et se trouve dans le champ F3. L'étude préliminaire qui consiste à ne pas tenir compte de la périphérie aurait pu très bien se faire avec n'importe quel motif. En effet en ce qui concerne la tenue en tension elle est imposée par la couche active -. La différence des résultats électriques qui serait relevée d'un motif à un autre ne concernerait que le niveau de courant obtenu en direct. Les motifs de dimensions très petites ont été dessinés afin de jauger la précision imposée par la technologie utilisée. Une illustration plus claire de la demi-cellule à étudier se trouve sur Figure II.2.

61 &KDSLWUH,, (VWLDWLRQ GHV SHUIRUDQFHV pohfwultxhv GXQ WK\ULVWRU 6L&+ IDLEOH WHQVLRQ SDU OD VLXODWLRQ 20 µm 1 µm 1 µm 5 µm 5 µm Anode +=1, cm -3 N=7, cm -3 5 µm 5 µm 5 µm =10 16 cm -3 Gâchette 1µm 3 µm N 2 + =1, cm µm Substrat SiC-4H N + 1 =1, cm -3 Cathode Figure II.2 : Description de la demi-cellule La Figure II.2 reprend les différentes couches de la structure en faisant apparaître ses dimensions géométriques. Les demi-contacts d anode et de gâchette mesurent chacun 5 µm et sont à une distance de 5 µm du bord vertical de la gravure de l anode. La largeur totale de la demi-cellule est de 20 µm. La profondeur pour la troisième dimension est de 1 µm, c'est une valeur par défaut imposée par le logiciel. our connaître le courant total, traversant le composant, il faudra appliquer au courant relatif à la demi-cellule, un facteur multiplicatif identique à celui qui ramènerait la surface de la structure simulée à la surface totale du dispositif.

62 &KDSLWUH,, (VWLDWLRQ GHV SHUIRUDQFHV pohfwultxhv GXQ WK\ULVWRU 6L&+ IDLEOH WHQVLRQ SDU OD VLXODWLRQ 3.1 Simulation électrique La première étape du travail consiste, tout d abord, à définir dans le fichier d entré du logiciel de simulation, la description géométrique du composant ainsi que l emplacement des électrodes. Dans cette étude les contacts seront considérés comme parfaits, leurs résistances seront supposées nulles. Le profil de dopage peut être défini suivant différentes fonctions analytiques. Comme la structure est réalisée par épitaxie et que dans le carbure de silicium les impuretés ne diffusent quasiment pas, le profil de dopage adopté pour les jonctions sera très abrupt. Or la description d'un dopage abrupte dans le simulateur entraîne des difficultés de convergence dans les calculs. Nous avons donc utilisé le modèle mathématique qui décrit le dopage suivant une loi gaussienne en fixant les paramètres du modèle de sorte que le dopage soit le plus abrupt possible et de façon à permettre la convergence des calculs. La décroissance du niveau de dopage, sur une extension de 0.01 µm, à partir du palier maximum, s'est avéré être un bon compromis. Cette première étape se termine par l élaboration du maillage qui consiste à discrétiser l ensemble des couches du composant. Cette partie de l étude est la plus longue et la plus délicate puisque c est elle qui conditionne la convergence des calculs des méthodes itératives et la précision des résultats. Les points de maillages seront plus nombreux dans les zones ou le dopage varie brusquement, telles que les jonctions. De la même manière, les régions où les grandeurs physiques évoluent de façon remarquable doivent également être maillées convenablement ; notamment les régions où il y a variation notable de la zone de charge d espace. Il va de soi que les résultats sont d autant plus précis que la distance entre les nœuds du maillage est la plus petite possible. Ceci dit, la distance minimale entre deux nœuds ne descendra jamais au-dessous de la distance inter-atomique (~1 c d'une part parce que cela n'a aucun sens physique et d'autre part cela risque aussi d'induire des divergences de calculs. On estime que le maillage est correct lorsque les diminutions successives de la maille n'entraînent aucune variation significative sur les résultats électriques. Une fois que le maillage est généré, la simulation électrique peut être lancée, en ayant au préalable créé le fichier de commande où

63 &KDSLWUH,, (VWLDWLRQ GHV SHUIRUDQFHV pohfwultxhv GXQ WK\ULVWRU 6L&+ IDLEOH WHQVLRQ SDU OD VLXODWLRQ seront mentionnés les méthodes de calculs, les modèles physiques, les conditions initiales, les pas d itérations, la sauvegarde des grandeurs physiques et le signal électrique appliqué Simulation du thyristor en direct et en inverse polarisation directe Cette étude va permettre d estimer la tension de retournement pour différentes valeurs de courant de gâchette. Nous nous intéressons donc au quadrant de la caractéristique courant-tension en direct. Il est rappelé sur la Figure III-3-a la caractéristique typique du thyristor. Le passage du point de retournement à la caractéristique directe passante correspond à un fonctionnement instable. Or, le logiciel de simulation n est pas en mesure de traduire un tel comportement lorsque le composant est polarisé sur une source de tension seule. La seule alternative possible, permettant de passer du point de retournement A au point de fonctionnement B, est de placer en série avec le thyristor une résistance de charge. I Zone directe passante I B Droite de charge A (a) V (b) V Figure II.3 : (a) Caractéristique typique d un thyristor, (b) caractéristique avec résistance de charge ar ce biais nous réduisons le fonctionnement instable à un comportement résistif où la pente est négative et dont la valeur est l'inverse de la résistance de charge (Figure II.3-b).Le schéma de principe résumant la simulation électrique du thyristor est représenté sur la Figure II.4.

64 &KDSLWUH,, (VWLDWLRQ GHV SHUIRUDQFHV pohfwultxhv GXQ WK\ULVWRU 6L&+ IDLEOH WHQVLRQ SDU OD VLXODWLRQ R charge V _ + A I g Th1 Figure II.4 : Circuit électrique de mesure du thyristor Le circuit décrit sur la Figure II.4 va donc permettre d obtenir l intégralité de la caractéristique I-V en direct avec pour singularité une résistance dynamique négative fixée par la résistance de charge. La résistance de charge dans le simulateur doit être fixée à Ω pour faciliter la convergence des calculs. L anode est connectée à la masse et la cathode à la résistance de charge, qui ellemême, est reliée au potentiel négatif de la source de tension. La gâchette, quant à elle, est connectée à une source de courant qui extrait un extrait un courant de la couche de gâchette. Les mesures seront réalisées en fixant, tout d abord, le courant de gâchette puis en augmentant graduellement la tension aux bornes du thyristor. Cela aura pour effet de déplacer la droite de charge par translation vers les potentiels élevés. Au moment du retournement le courant s établira dans le circuit puis croîtra jusqu à la zone directe passante. En régime établi la tension d alimentation se répartira sur la résistance de charge et sur le thyristor. Lorsque le point de fonctionnement se retrouvera sur la zone directe passante on aura tout loisir d augmenter la tension d alimentation afin de décrire la portion de la caractéristique mettant en évidence la chute de tension aux bornes du thyristor en fonction du courant traversant le circuit Résultats électriques Suite aux simulations, un graphique représentant la caractéristique I-V en direct, avec une surface du composant de 2x10-7 cm 2, pour différents courants de gâchette I g, est tracé sur la Figure II.5. ar commodité, le courant dans le circuit et la tension aux bornes du thyristor sont représentés en valeurs absolues.

65 &KDSLWUH,, (VWLDWLRQ GHV SHUIRUDQFHV pohfwultxhv GXQ WK\ULVWRU 6L&+ IDLEOH WHQVLRQ SDU OD VLXODWLRQ On voit, notamment, la tenue en tension maximale lorsque le courant de gâchette est nul. Celle-ci s élève à 230 V. Rappelons que cette tenue en tension est une valeur idéale puisque la périphérie n est pas prise en compte dans les calculs. L augmentation de l amplitude du courant de commande I g, comme attendu, facilite la fermeture du dispositif. ar exemple, si on fixe un courant de gâchette de A, la tension aux bornes du thyristor nécessaire pour la fermeture ne s élève plus qu à 125 V au lieu de 230 V comparé au cas ou le courant de commande est nul. Courant (A) 1x10-1 1x10-3 1x10-5 1x10-7 1x10-9 1x10-11 Zone directe passante I g = 0 A I g = A I g = A I g = A 1x x V Tension aux bornes du thyristor (V) Figure II.5 : Caractéristique I-V pour différents courants de gâchette D'autre part le courant d'accrochage I L, correspondant à la valeur de l'intensité pour laquelle le retournement est amorcé, s'élèvent à A. Afin de mieux observer la chute de tension à l état passant, il a été réalisé sur la Figure II.6 un agrandissement de la zone directe passante où a été portée sur l axe des ordonnées la densité de courant traversant le thyristor.

66 &KDSLWUH,, (VWLDWLRQ GHV SHUIRUDQFHV pohfwultxhv GXQ WK\ULVWRU 6L&+ IDLEOH WHQVLRQ SDU OD VLXODWLRQ La Figure II.6 indique que dès que le composant se met à conduire la tension minimale présente à ses bornes est aux alentours de 2 V. A mesure que la densité de courant croît dans le composant, la chute de tension augmente. L évolution suit une loi quasiment linéaire à partir d une densité de courant de 60 A/cm 2 pour une chute de tension de 2.5 V. La droite de régression linéaire permet d estimer comme résistance spécifique une valeur de 1,5x10-3 Ω.cm Densité de courant (A/cm 2 ) ,6 1,8 2,0 2,2 2,4 2, Tension aux bornes du thyristor (V) Figure II.6 : Densité de courant en fonction de la chute de tension aux bornes du thyristor Soulignons que cette chute de tension n est due qu a la spécificité propre du matériau semi-conducteur. En effet, les résistances spécifiques de contact de l anode et de la cathode ont été supposées parfaites dans les simulations. Les références dans la littérature, pour le SiC-4H, montrent que les contacts réalisés sur type N [59] et [60] donnent respectivement des résistances spécifiques de contact de 6,9x10-4 mω.cm 2 pour Nb et de 3,8x10-2 à 0,1 mω.cm 2 pour Al/Si. En considérant le cas le plus défavorable, c est à dire 0,1 mω.cm 2, et en affectant le contact d'anode et de cathode de cette valeur, la résistance spécifique totale s élèverait à 1,7 mω.cm 2. Cela reviendrait à multiplier la chute de tension calculée par

67 &KDSLWUH,, (VWLDWLRQ GHV SHUIRUDQFHV pohfwultxhv GXQ WK\ULVWRU 6L&+ IDLEOH WHQVLRQ SDU OD VLXODWLRQ seulement our des densités de courant très élevé on pourrait craindre une instabilité de la résistance de contact lié à l'auto-échauffement. Or la littérature rapporte que la valeur des contacts s'avère stable jusqu'à une température de 500 C. On peut donc considérer que si les résistances de contact lors de la réalisation sont d aussi bonne qualité que celles affichées dans la littérature, alors la caractéristique I-V de la Figure II.6 risque fort de traduire le comportement à l état passant du thyristor Analyse physique des résultats Une approche plus physique va permettre de mieux comprendre le comportement du composant. En effet, l observation de différentes grandeurs physiques, tel que le champ électrique et la concentration des porteurs minoritaires vont donner de précieuses informations sur la nature du retournement pour un courant de gâchette nul. Il s agira de vérifier si la limitation de la tension est liée au percement de l une des deux bases constituant le thyristor ou bien à la multiplication des porteurs par un phénomène d avalanche. Les profils du champ électrique et des porteurs minoritaires sont tracés pendant l augmentation de la tension d alimentation. Nous avons donc l évolution des différents profils avant et après la tension de retournement. Un intérêt également est porté au fonctionnement dans la zone direct passante. En particulier pour connaître le seuil de polarisation à partir duquel la couche centrale de type, qui tient la tension, est modulée. En effet un des intérêts majeurs des composants bipolaires par rapport aux composants unipolaire est de permettre une diminution de la résistance de la couche par l'injection de porteurs dans la couche active. Nous visualiserons donc la concentration des porteurs en régime de forte et faible injection. Dans la zone de haute impédance, en polarisation directe, seule la jonction centrale, délimitant les deux bases du thyristor, se trouve en inverse. A mesure que la tension aux bornes du composant augmente le champ électrique se développe et balaie les trous et les électrons laissant ainsi place à une zone de charge d espace. Cette progression des porteurs minoritaires est mise en évidence sur la Figure II.7.

68 &KDSLWUH,, (VWLDWLRQ GHV SHUIRUDQFHV pohfwultxhv GXQ WK\ULVWRU 6L&+ IDLEOH WHQVLRQ SDU OD VLXODWLRQ Concentration (cm -3 ) ,0 + N - N + + N - N + 0,9 230 V 0,8 0,7 200 V 0,6 0,5 100 V 0,4 10 V 0,3 100 V 0,2 200 V 230 V 0,1 10 V 0, Distance (µm) Distance (µm) (a) Champ électrique (MV/cm) A (b) B Concentration de dopage (cm -3 ) Figure II.7 : a) rofils de concentration des trous et des électrons suivant la tension aux bornes du thyristor, b) rofils du champ électrique suivant la tension aux bornes du thyristor. Fonctionnement à haute impédance. La Figure II.7-a représente l évolution des porteurs minoritaires jusqu au point de retournement (230 V) correspondant à une coupe faite longitudinalement sur la structure. Sur cette figure, l anode (couche + ) se situe sur l abscisse 0 µm et le substrat (couche N + ) commence à partir de l abscisse 7 µm. Les différentes couches du composant sont délimitées par un axe vertical discontinu. Celle-ci illustre clairement la désertion des électrons et des trous respectivement dans la base N et la base - lors de la croissance de la tension, avec une désertion plus accentuée dans la zone - liée à un niveau de dopage de la couche plus faible que dans la base N. our compléter l observation du comportement physique interne du thyristor, il est représenté sur la Figure II.7-b, l évolution du champ électrique pour les mêmes niveaux de tension que ceux affichés pour la concentration des porteurs minoritaires ; ceci confirme la corrélation qui existe entre la désertion des porteurs et la présence du champ électrique. Lors du retournement à 230 V, les profils triangulaires du champ électrique développé dans chaque jonction se rejoignent au point A dans la base N et au point B dans la base -. Cela peut laisser supposer qu il y a percement dans les deux bases. ar ailleurs le pic de champ électrique à 230 V se situe autour de 8.5x10 5 V/cm, ce qui constitue encore une valeur assez faible pour un matériau tel que le SiC dont le champ électrique

69 &KDSLWUH,, (VWLDWLRQ GHV SHUIRUDQFHV pohfwultxhv GXQ WK\ULVWRU 6L&+ IDLEOH WHQVLRQ SDU OD VLXODWLRQ critique se situe aux environs de 2x10 6 V/cm. L hypothèse du retournement dû à la multiplication des porteurs par avalanche peut être écartée. Le percement est donc la cause de la limitation de la tension. Il s agit ensuite de préciser quelle base peut être qualifiée de "critique" pour la tenue en tension. Ce dernier point sera discuté un peu plus loin. Après le retournement le tracé de la caractéristique I-V est régi par la résistance de charge du circuit jusqu à la fermeture du composant. Nous faisons apparaître sur la Figure II.8 l évolution des porteurs minoritaires à partir du point de retournement jusqu à une polarisation directe de 10 V. Les tensions affectées de l indice R sont relatives à la portion de la courbe I-V de la résistance dynamique négative. Concentration (cm -3 ) N - N + + N - N + 10 V 5 V 3 V 2,5 V 2,25 V 2,15V 2,1 V 2 V 50 V R 230 V R profondeur (µm) (a) Concentration (cm -3 ) ,15 V 2,1 V 10 V 5 V 3 V 2,5 V 2,25 V 5 V R 100 V R 50 V R 200 V R 230 V R profondeur (µm) (b) Figure II.8 : Evolution de la concentration des électrons (a) et des trous (b) après le retournement et ceci jusqu à une tension directe de 10 V. Lorsque la tension décroît après le retournement, l amplitude du profil du champ électrique suit la même évolution. Cela permet, aux électrons (Figure III-8- a) de repeupler progressivement la totalité de la base N. Au-delà d un seuil de tension directe de 2 V leur concentration devient significative dans la base. Aux alentours de 2,2 V l injection des électrons du substrat N + dans la base permet d avoir une concentration d électrons supérieure au dopage de la base. Le niveau de forte injection débute et se confirme au-delà de 2,25 V. our une tension de 10 V la concentration d électrons avoisine cm -3.

70 &KDSLWUH,, (VWLDWLRQ GHV SHUIRUDQFHV pohfwultxhv GXQ WK\ULVWRU 6L&+ IDLEOH WHQVLRQ SDU OD VLXODWLRQ Une observation du profil de concentration des trous (Figure III-8-a) montre une évolution analogue aux électrons. On constate bien que quelle que soit la tension, la concentration des trous est toujours légèrement supérieure à celle des électrons. Cela vérifie bien le critère de neutralité qui pour une couche de type impose N A + = n, où N A, p et n sont respectivement les concentrations des accepteurs, des trous et des électrons Détermination de la base sensible au percement L observation du profil du champ électrique, pendant le retournement, montre que la limitation de la tenue en tension est liée au percement des bases du thyristor ou de l une d elle. Il reste néanmoins à déterminer le rôle de chacune d entre elles lors de la présence de ce phénomène. En effet, la connaissance de cette information pourra guider le choix du concepteur dans la description des couches afin d améliorer la tenue en tension. La tenue en tension dans le thyristor est imposée par l épaisseur et le dopage de la couche centrale (base dans notre cas). Or, il se peut que les paramètres de la couche jouant le rôle de gâchette, en l occurrence la base N, soient mal choisis. En effet, la tenue en tension sensée être assurée par la base peut être prématurément dégradée si le dopage de la base N est peu élevé, ou, si son épaisseur est trop faible. Afin d éclaircir ce point, dans le cas de notre thyristor, nous allons augmenter successivement les épaisseurs des deux bases. D abord la base N puis la base et voir pour chaque cas si la modification de l épaisseur d une base influe sur la tenue en tension. Il sera possible ensuite d affirmer qui de la base N ou est la base sensible au retournement. Nous choisissons arbitrairement d augmenter les couches de 1 µm. Il sera donc réalisé deux simulations, l une avec la même structure de départ mais avec une base N de 2 µm d épaisseur au lieu de 1 µm et l autre toujours avec la même structure de départ mais avec cette fois une base de 6 µm d épaisseur au lieu de 5 µm.

71 &KDSLWUH,, (VWLDWLRQ GHV SHUIRUDQFHV pohfwultxhv GXQ WK\ULVWRU 6L&+ IDLEOH WHQVLRQ SDU OD VLXODWLRQ Les résultats sont catégoriques. Ceux relatifs à la modification de la base N donnent toujours une tenue en tension de 230 V et ceux correspondant à l augmentation de la base donnent une tenue en tension nettement améliorée et atteignant les 320 V. our ces résultats, le profil du champ électrique à travers la structure lors du retournement est tracé sur la Figure II.9 pour chaque cas. Concentration (cm -3 ) 1x x N - + N 2 1x10 19 E max= 8,2x10 5 V/cm 8x10 5 1x x10 5 1x x10 5 1x x10 15 V bo = 230 V 2x10 5 1x rofondeur (um) (a) Concentration (cm -3 ) 1x x x x x x N - + N 2 E max= 1x10 6 V/cm V bo = 320 V 1x rofondeur (cm -3 ) (b) 1x10 6 8x10 5 6x10 5 4x10 5 2x10 5 Champ électrique (V/cm) Figure II.9 : rofil du champ électrique lors du retournement pour une base N de 2 µm (a) et pour une base de 6 µm (b). Les simulations montrent clairement que l agrandissement de la base N n influe aucunement sur la tenue en tension. Le pic de champ électrique présent dans la jonction base N/base est identique au cas ou la base N est de 1 µm, c est à dire 8,2x10 5 V/cm. On peut d ores et déjà avancer que la base est en partie à l origine du retournement. La simulation de la structure avec la base de 6 µm montre en effet une amélioration de la tenue en tension avec un pic de champ électrique de seulement 10 6 V/cm. Ce niveau de champ est encore faible et ne peut pas être à l'origine d une multiplication de porteurs par avalanche. our ce dernier cas encore la tension maximale est limitée par un percement. Mais l information pertinente apportée par cette dernière simulation écarte l hypothèse du percement des deux bases en même temps.

72 &KDSLWUH,, (VWLDWLRQ GHV SHUIRUDQFHV pohfwultxhv GXQ WK\ULVWRU 6L&+ IDLEOH WHQVLRQ SDU OD VLXODWLRQ Influence de la température La température tient une place prépondérante dans le fonctionnement des composants semi-conducteurs. armi les caractéristiques électriques du thyristor étudiées nous allons nous pencher sur l'effet de la température sur la tenue en tension et la chute de tension en direct. L'enclenchement du thyristor s'établit lorsque le courant de retournement est atteint. Ce courant peut être apporté par la gâchette ou être issu du courant de fuite des jonctions en inverse. Comme le courant de fuite croît avec la température cela va faciliter le retournement. courant (A) E-11 1E-12 1E K 400 K 500 K 600 K 1E Tension (V) Figure II.10 : Caractéristique I-V suivant la température La Figure II.10 montre l'évolution de la caractéristique I-V pour une température de fonctionnement allant de 300 K à 600 K, avec une durée de vie de 50 µs indépendante de la température. L'impact sur la tenue en tension n'est pas très significatif. En effet on constate seulement une diminution de la tension de retournement de 15 V lorsque la température passe de 300 K à 600 K. Cette faible variation est liée en partie à une légère élévation du courant de fuite. En effet dans

73 &KDSLWUH,, (VWLDWLRQ GHV SHUIRUDQFHV pohfwultxhv GXQ WK\ULVWRU 6L&+ IDLEOH WHQVLRQ SDU OD VLXODWLRQ le polytype 4H, la grande bande d'énergie interdite contribue à éviter la génération de porteurs intrinsèques qui constitue le courant de fuite. Maintenant si l'on observe la partie de la caractéristique en directe et si l'on s'attarde sur l'évolution de la densité de courant en fonction de la tension, l'impact est tout autre. Contrairement à la tension de retournement la résistivité du thyristor est très sensible à la température. Comme le montre la Figure II.11, à mesure que la température augmente, la pente de la caractéristique J-V diminue. Densité de courant (A/cm 2 ) K 400 K 500 K 600 K Tension (V) Figure II.11 : densité de courant et chute de tension suivant la température our une chute de tension donnée, la densité de courant diminue lorsque la température augmente. ar exemple à 300 K et 600 K pour une chute de tension de 6 V, on relève respectivement une densité de courant avoisinant 9000 A/cm 2 et 2000 A/cm 2. Ces résultats sont liés à la diminution de la mobilité des porteurs avec la température suivant une loi en T -2.5 [61] Influence de la durée de vie des porteurs

74 &KDSLWUH,, (VWLDWLRQ GHV SHUIRUDQFHV pohfwultxhv GXQ WK\ULVWRU 6L&+ IDLEOH WHQVLRQ SDU OD VLXODWLRQ La durée de vie des trous et des électrons à l'heure actuelle n'est pas encore connue avec précision. La littérature rapporte des valeurs de l'ordre de quelques nano-seconde voire de la micro-seconde dans certain cas [62]. La durée de vie des porteurs est également dépendante de la température. Mais pour mieux voir son impact direct sur les résultats nous spécifions dans le modèle une non dépendance avec la température. Les valeurs de durée de vie seront comprises entre 100 ns et 400 ns courant (A) ns 300 ns 200 ns 100 ns Tension (V) Figure II.12 : Caractéristique I-V en fonction de la durée de vie Le réseau de caractéristiques I-V de la Figure II.12 montre que la tension de retournement est affectée de façon notable par la durée de vie pour des valeurs supérieures à 200 ns. our 400 ns la tenue en tension peut se dégrader jusqu'à 160 V. our expliquer cette évolution il faut en revenir à l'analogie faite du thyristor avec deux transistors. Nous avons discuté au chapitre I du phénomène de retournement qui est réalisé lorsque les gains en courant augmentent suite à une croissance du courant dans les bases. Nous avons également noté une dépendance croissante du gain en courant avec la durée de vie. L'augmentation de la durée de vie rend le thyristor plus sensible aux faibles injections des jonctions polarisées en direct.

75 &KDSLWUH,, (VWLDWLRQ GHV SHUIRUDQFHV pohfwultxhv GXQ WK\ULVWRU 6L&+ IDLEOH WHQVLRQ SDU OD VLXODWLRQ Tension de claquage en polarisation inverse Nous allons nous intéresser au quadrant de la caractéristique couranttension en inverse. Le circuit considéré est le même que dans les simulations précédentes (Figure II.4), sauf qu'ici une tension positive sera appliquée sur la cathode pour laquelle l'amplitude sera augmentée jusqu'au claquage du dispositif. Le thyristor se retrouve avec la jonction anode-gâchette (J 1 ) et la jonction base - substrat (J 3 ) en inverse. La jonction principale (J 2 ) quant à elle est polarisée en directe. En utilisant le critère de l'intégrale d'ionisation le simulateur affiche une tension de claquage de 290 V. Nous avons 60 V de plus par rapport à la tenue en tension en direct. Ce résultat montrant une tension de claquage supérieure à la tension de retournement est conforme à ce qui est présenté au chapitre I. Nous représentons sur la Figure II.13 les équipotentielles lors du claquage dans les différentes couches du thyristor et dans l'air. AIR J 1 J 2 + N - J 3 N ++ Figure II.13 : Répartition des équipotentielles lors du claquage La Figure II.13 montre le bord droit de la jonction J 1, au pied de la gravure de l'anode, qui est une zone où siège un fort champ électrique. En effet les équipotentielles sont très confinées à cet endroit. La tenue en tension en inverse comme en direct est assurée principalement par l'épaisseur et le dopage de la couche active -.

76 &KDSLWUH,, (VWLDWLRQ GHV SHUIRUDQFHV pohfwultxhv GXQ WK\ULVWRU 6L&+ IDLEOH WHQVLRQ SDU OD VLXODWLRQ + E max = 5 MV/cm AIR E max = 3 MV/cm N Figure II.14 : Champ électrique et équipotentielle au pied de la gravure de l'anode lors du claquage La tension tenue dans la couche N (gâchette) est très faible mais la disposition de cette couche dans le prolongement de la gravure de l'anode fait qu'elle est sujette à la formation d'un pic de champ qui peut être fatal pour le thyristor. Nous représentons sur la Figure II.14 le champ électrique dans le composant et dans l'air lors du claquage. Lors du claquage la valeur du champ électrique dans le SiC au pied de la gravure s'élève à 3 MV/cm et celui dans l'air s'élève à 5 MV/cm. Sur la Figure II.15 nous représentons le profil du champ électrique dans le volume, c'est à dire à travers une coupe faite verticalement sur la structure. Cette dernière montre que les pics de champ électrique en volume sont relativement bien inférieurs à celui présent au pied de la gravure. Nous relevons un pic de 1,35 MV/cm et un de 9x10 5 MV/cm respectivement pour la jonction J 1 et J 3. Mais ce qui caractérise ce claquage c'est la présence du champ électrique à travers les deux bases du thyristor, cela traduit un percement de chacune d'entre elles. On peut donc conclure qu'il y a claquage par percement avec présence d'un fort champ électrique au pied de la gravure de l'anode.

77 &KDSLWUH,, (VWLDWLRQ GHV SHUIRUDQFHV pohfwultxhv GXQ WK\ULVWRU 6L&+ IDLEOH WHQVLRQ SDU OD VLXODWLRQ J 1 J 2 J , N - N ++ 1,2 Dopage effectif (cm -3 ) rofil du champ électrique 1,0 0,8 0,6 0,4 Champ électrique (MV/cm) , Distance (µm) Figure II.15 : rofil du champ électrique dans le volume lors du claquage superposé avec le profil de dopage rotection périphérique Les résultats des simulations précédentes étaient relatifs à une structure idéale, c'est à dire pour laquelle la terminaison du composant était supposée plane et infinie. La tenue en tension relevée était imposée par le percement de la couche active -. Dans ce qui suit nous allons tenir compte de la protection périphérique décrite pour ce thyristor afin d'estimer son efficacité. Il s'agit d'anneaux de gardes gravés. La fonction qu'ils assurent, propre à toutes les protections, consiste à venir étaler les équipotentielles en périphérie de la jonction polarisée en inverse. Autrement dit l'étalement des équipotentielles revient à diminuer localement l'amplitude du champ électrique à la périphérie pour éviter la génération des porteurs par un phénomène d'avalanche. En effet ces porteurs peuvent soit entraîner la destruction du composant ou soit rendre passant le dispositif dans le cas du thyristor. Les anneaux de garde sont au nombre de deux et entourent le composant.

78 &KDSLWUH,, (VWLDWLRQ GHV SHUIRUDQFHV pohfwultxhv GXQ WK\ULVWRU 6L&+ IDLEOH WHQVLRQ SDU OD VLXODWLRQ Gravure Anneaux de garde A A Gâchette Anode Gâchette Figure II.16 : Vue de dessus du thyristor avec représentation des anneaux de gardes gravés La Figure II.16 représente la vue de dessus du thyristor. Le peigne formant le contact de gâchette est entouré par trois gravures périphériques équidistantes les unes des autres. Ces gravures sont réalisées sur la couche de type N jouant le rôle de gâchette et sont assez profondes pour atteindre la couche active de type. Cela permet de définir deux anneaux, A 1 et A 2 autour du thyristor. Les dimensions géométriques des anneaux de garde et des gravures sont mentionnées sur la Figure II.17 correspondant à une coupe verticale de la périphérie du composant et relatif à la coupe A-A de la Figure II.16

79 &KDSLWUH,, (VWLDWLRQ GHV SHUIRUDQFHV pohfwultxhv GXQ WK\ULVWRU 6L&+ IDLEOH WHQVLRQ SDU OD VLXODWLRQ Anode 20 µm 10 µm 5 µm 10 µm 5 µm 10 µm + N Gâchette 1,1 µm A 1 A 2 - N N -Substrat Cathode Figure II.17 : Géométrie et dimensions des gravures et des anneaux de garde relatifs à la coupe A-A de la Figure III-16 D'après les données sur l'annexe Masque, les gravures isolant les anneaux de garde ont une largeur chacune de 10 µm et une profondeur dépassant l'épaisseur de la base N, c'est à dire au delà du micron. La première gravure est réalisée à 20 µm du bord vertical de l'anode et les anneaux ont une largeur de 5 µm. our tenir compte des conditions aux limites, une couche d'air de 20 µm est définie au-dessus de la structure. De plus nous définissons un maillage assez fin dans la zone que nous qualifions de critique lors de la montée en tension, à savoir le pied de la première gravure. En effet cette zone comprend la terminaison de la jonction qui se trouve en inverse lors de la polarisation en direct du thyristor et sera donc le lieu où vont se courber les équipotentielles. Les résultats des simulations montrent que la tenue en tension n'est aucunement modifiée par la présence des anneaux de garde. On observe toujours un retournement à une tension de 230 V pour un courant de gâchette nul. Les premières hypothèses qu'on peut faire, suite à ce résultat, est que le percement de la base doit avoir lieu avant que le champ à la périphérie n'atteigne un niveau suffisant susceptible de générer des porteurs. our éclaircir ces spéculations nous réalisons une sauvegarde des grandeurs physiques au moment du retournement

80 &KDSLWUH,, (VWLDWLRQ GHV SHUIRUDQFHV pohfwultxhv GXQ WK\ULVWRU 6L&+ IDLEOH WHQVLRQ SDU OD VLXODWLRQ pour observer d'une part la répartition des équipotentielles dans le composant et d'autre part l'amplitude du champ électrique. 5.5 V 2 µm 115 V 225 V + N A 1 - N V Figure II.18 : Distribution des équipotentielles pendant le retournement La Figure II.18 fait apparaître la répartition des équipotentielles dans le volume et à la périphérie du thyristor. L'effet de courbure au pied du flanc gauche de la première gravure entraîne le resserrement des équipotentielles. Celles-ci s'étalent le long de la périphérie seulement sur 2 µm. La mesure du potentiel à la base de l'anneau "A 1 " donne une tension de 225 V. Cela montre qu'au moment du retournement l'anneau "A1" est trop éloigné du flanc gauche de la première gravure et par conséquent ne peut pas se mettre au potentiel des équipotentielles situées aux abords du pied de la gravure pour venir les déplacer vers la périphérie. Nous constatons également que la différence de potentiel entre les deux anneaux ne dépasse même pas le volt. Nous retenons donc que le rôle des anneaux de garde est totalement inexistant, parce que trop éloignés.

81 &KDSLWUH,, (VWLDWLRQ GHV SHUIRUDQFHV pohfwultxhv GXQ WK\ULVWRU 6L&+ IDLEOH WHQVLRQ SDU OD VLXODWLRQ N 4.7 MV/cm Air 3.9 MV/cm - Figure II.19 : Champ électrique et équipotentielles au pied de la première gravure Nous faisons apparaître sur la Figure II.19 un agrandissement du pied de la première gravure où sont décrits le resserrement des équipotentielles ainsi que l'amplitude du champ électrique illustré par des niveaux de gris. Le champ électrique est d'autant plus grand que les couleurs sont foncées. Il se dégage deux pics de champ localisés au pied de la gravure. Celui dans l'air s'élève à plus de 4,7 MV/cm et celui dans la couche active - de 3,9 MV/cm. La valeur du champ est certes très grande dans le matériau mais elle n'apparaît que lorsque la couche active - se trouve déjà percée. La Figure II.20 représente le profil du champ électrique à travers une coupe horizontale réalisée dans le composant et passant par la base des anneaux. Celle ci montre clairement la très grande amplitude du champ électrique au pied de la gravure mais surtout elle indique que le pic de champ est confiné sur une très courte distance.

82 4,5x10 6 &KDSLWUH,, (VWLDWLRQ GHV SHUIRUDQFHV pohfwultxhv GXQ WK\ULVWRU 6L&+ IDLEOH WHQVLRQ SDU OD VLXODWLRQ Champ électrique (MV/cm) 4,0x10 6 3,5x10 6 3,0x10 6 2,5x10 6 2,0x10 6 1,5x10 6 1,0x10 6 5,0x10 5 0,0 N C N A 1 A N Distance (µm) A 1 C A 2 Figure II.20 : profil du champ électrique suivant la coupe C-C Cette caractéristique du champ électrique ne va pas dans le sens du mécanisme d'ionisation. En effet pour qu'un porteur puisse ioniser un atome, il faut non seulement qu'il soit soumis à un très fort champ électrique mais également que le champ électrique soit présent sur une distance au moins supérieur à celle du libre parcours moyen des porteurs. C'est ce qui explique en partie que le phénomène d'avalanche n'est pas apparu avant le percement de la base -. ar ailleurs le champ électrique dans l'air est également très élevé. Il faut garder à l'esprit que le simulateur ne traduit pas le claquage dans l'air. Le champ admissible dans l'air et à la pression atmosphérique varie entre 20 et 80 KV/cm. Il va de soit qu'un champ électrique dans l'air d'une amplitude de 4,7 MV/cm risque fortement de causer des désagréments lors des mesures électriques. La passivation pourrait bien être une alternative pour contourner cet obstacle. En effet les oxydes peuvent supporter des champs de claquage de l'ordre de 8 MV/cm. On pourrait également envisager de redéfinir le masque des anneaux en ayant étudié au préalable la meilleure configuration permettant d'étaler les équipotentielles à la périphérie. our l'instant ces questions sont laissées de côté mais seront abordées dans l'étude du thyristor 5 kv.

83 &KDSLWUH,, (VWLDWLRQ GHV SHUIRUDQFHV pohfwultxhv GXQ WK\ULVWRU 6L&+ IDLEOH WHQVLRQ SDU OD VLXODWLRQ 4 rocédé technologique et mesures expérimentales La réalisation du thyristor repose principalement sur une technologie de gravure permettant de définir les doigts d'anode et la protection périphérique. Une étape clef est la réalisation des contacts qui repose sur une technique appelée Liftoff. Le procédé de fabrication utilise 3 niveaux de masque. Le substrat comprenant les différentes couches épitaxiées fourni par CREE Research Inc. [63] subit, avant de rentrer dans le cycle de fabrication, un nettoyage chimique. La procédure de nettoyage consiste à utiliser une série de solvant organique tel que l'acétone et le propanol. ar la suite ont lui fait subir un nettoyage chimique à base d'acide fluorhydrique, afin d'éliminer les oxydes naturels. L'acide sulfurique et l'eau oxygénée permettront l'élimination des dépôts organiques et de métal. Le nettoyage se termine par une procédure standard dite Radio Corporation of America (RCA) [64]. Soulignons qu'après chaque étape le substrat est rincé dans de l'eau désionisée. Nous décrivons dans ce qui suit, séquence par séquence, le procédé de fabrication. Une résine photosensible négative est utilisée pour la lithographie. ar conséquent, les zones de la résine soumises à un éclairement d'ultra violet resteront sur le substrat lors de la révélation. La Figure II.21 montre schématiquement le procédé typique du lift-off pour la métallisation utilisant une résine photosensible négative. La technique consiste tout d'abord à déposer la résine sur le substrat puis à travers les ouvertures du masque les régions qui de ne doivent pas être métallisée sont exposées aux rayons ultras violets (Figure II.21-a). Une fois la révélation terminée (Figure II.21-b), le métal est déposé sur toute la surface (Figure II.21-c). Une attaque chimique avec de l'acétone enlèvera la résine restante, qui emportera avec elle le métal déposé à sa surface Figure II.21-d. La séquence se termine par un nettoyage avec une solution d'acide fluorhydrique.

84 &KDSLWUH,, (VWLDWLRQ GHV SHUIRUDQFHV pohfwultxhv GXQ WK\ULVWRU 6L&+ IDLEOH WHQVLRQ SDU OD VLXODWLRQ UV masque résine substrat a) Dépôt de résine et exposition aux UV à travers un masque subst b) Révélation de la résine contact subst c) Dépôt de métal d) Attaque chimique de la résine Figure II.21 : Description du procédé de lift-off pour la réalisation de contact 4.1 Description du procédé technologique La séquence du procédé technologique débute tout d'abord avec la réalisation des protections périphériques correspondant au premier niveau de masque. Les deux séquences successives suivantes sont la réalisation des doigts d'anode avec leur métallisation puis du contact de gâchette Séquence du procédé technologique $*UDYXUHGHVDQQHDX[GHJDUGH Une fois le nettoyage du substrat terminé, le procédé de fabrication peut débuter et se fait de la façon suivante.

85 &KDSLWUH,, (VWLDWLRQ GHV SHUIRUDQFHV pohfwultxhv GXQ WK\ULVWRU 6L&+ IDLEOH WHQVLRQ SDU OD VLXODWLRQ La résine photosensible est déposée pleine plaque et l'ensemble est exposé aux ultra violets via les ouvertures dans le masque déterminant l'emplacement des anneaux. Après la révélation de la résine, les régions exposées aux ultra violets restent sur le substrat. On évapore ensuite une couche de 100 nm de Titane et 6 nm d'aluminium qui serviront de masque pour la gravure des terminaisons mais qui au final constitueront le contact d'anode. Masque Résine Ti/Al + + N N Le reste de la résine est éliminé par la technique du lift-off qui nécessite une solution d'acétone. La surface est métallisée sauf aux endroits où doivent être créées les gravures séparant les anneaux de garde. La gravure plasma à base de gaz SF 6,, O 2 et Ar se fait sur une profondeur de 2,8 µm. N our réaliser les doigts d'anode nous utilisons le deuxième niveau de masque. La résine est à nouveau déposée sur le substrat. Les régions exposées aux ultras violet désigne l'emplacement des doigts d'anode et les sillons gravés entre chaque anneau de garde. Masque N Après la révélation de la résine, la métallisation mis à découvert est gravée ainsi que la couche + (Al/Ti + 1,2 µm SiC) Résine N Le reste de la résine après la gravure est dégagé par un nettoyage à base d'acide fluorhydrique. Une nouvelle couche de résine est appliquée sur le substrat On place le masque dédié aux contacts de gâchette et on insole aux ultra violets. Les parties non exposées correspondent à l'emplacement des contacts de gâchette Masque Résine N La résine non soumise aux ultra violets est enlevée puis du Titane est évaporé (200 nm) et du Nickel (20 nm) sur toute la plaquette. Ni/Ti N Rés Dans la dernière étape le procédé de lift-off est utilisé pour mettre en évidence les contacts de gâchette à base de Nickel ainsi que les deux anneaux de garde. Anode Anode Gâchette N Gâchette Anneaux de garde

86 &KDSLWUH,, (VWLDWLRQ GHV SHUIRUDQFHV pohfwultxhv G XQ WK\ULVWRU 6L& + IDLEOH WHQVLRQ SDU OD VLXODWLRQ 4.2 Description de l'échantillon test et mesures expérimentales Le thyristor a été réalisé à L'université technologique de Aachen par Volker Zorngiebel avec le procédé technologique décrit précédemment. Les données concernant les mesures des résistances de contact qui nous ont été communiquées indiquent des valeurs oscillant entre 6x10-4 et 1,4x10-2 Ωcm 2. L'échantillon nommé C 12, sur lequel vont être effectuées les mesures, ne possède pas de contact de gâchette. Ceci est dû en partie à des difficultés techniques rencontrées lors de la fabrication qui ont entraîné un retard dans le calendrier de travail que nous nous sommes fixé. Comme notre objectif final est le thyristor 5 kv nous avons préféré interrompre la fabrication du thyristor faible tension. L absence de gâchette ne permettra donc pas donc de contrôler le fonctionnement du thyristor en fonction du courant de commande. En revanche cela ne constituera aucunement un obstacle pour la mesure de la tenue en tension maximale en direct et en inverse. F4-1 F4-2 F2-1 7 mm F2-2 F4-3 F4-4 F3 F1-1 F1-2 F4-5 F5 7 mm Figure II.22 : Vue d ensemble de l échantillon C12 La Figure II.22 représente une vue d ensemble de l échantillon à tester comprenant les champs allant de F1 à F5. Les champs sont délimités par les croix les plus petites. Les autres croix servent à l'alignement des masques. Afin de faciliter la

87 &KDSLWUH,, (VWLDWLRQ GHV SHUIRUDQFHV pohfwultxhv GXQ WK\ULVWRU 6L&+ IDLEOH WHQVLRQ SDU OD VLXODWLRQ lisibilité des champs nous avons tracé en trait discontinue leurs frontières. Comme certains champs sont représentés plusieurs fois sur l'échantillon, nous les avons affectés d'un indice pour pouvoir les distinguer les uns des autres. Il y a 5 champs de type F4, 2 de types F2 et F1 et 1 de types F3 et F5. Champ F1 Champ F2 A B A B Champ F4 Champ F5 A B C A B C D E F D F E G Figure II.23 : Notation des thyristors dans leurs champs respectifs ar un souci de repérage, chaque thyristor dans un champ est désigné par une lettre. La Figure II.23 montre la dénomination de chaque thyristor, schématisé par un rectangle, suivant le champ auquel il appartient. Tous les thyristors ne sont pas mesurables. En effet comme nous l'avons fait remarquer lors de la présentation des motifs du masque, certains dispositifs présentent des dimensions très petites et ne sont là que pour jauger la précision de la technologie utilisée, principalement ceux compris dans les champs F1 et F2. Quand bien même nous tenterions de les mesurer ce serait peine perdu puisque la taille de la pointe de mesure est telle que si elle se pose sur le dispositif elle recouvrirait l'anode et la gâchette. Signalons au passage que les champs F1, F2, F3 et F5 en bord de plaquette ne contiennent pas tous les motifs ou bien n'ont pas subi les étapes technologiques avec succès. En effet on constate dans certain cas une absence de contact d'anode.

88 &KDSLWUH,, (VWLDWLRQ GHV SHUIRUDQFHV pohfwultxhv GXQ WK\ULVWRU 6L&+ IDLEOH WHQVLRQ SDU OD VLXODWLRQ Résultats expérimentaux Les mesures sont effectuées avec une prise de contact sous pointe. L échantillon se trouve à l air libre à la température ambiante. L appareil de mesure est un traceur Tektronix 370. Il délivre un signal sinusoïdal d'une fréquence de 50 Hz qui est redréssé. La forme d onde du signal peut être choisie redressée soit positivement soit négativement suivant que l on veuille décrire la caractéristique direct ou inverse. L amplitude maximale de la tension est 2 kv avec une puissance maximale de 220 W. Les pointes sont reliées directement à la sortie de l appareil. La pointe reliée au potentiel positif sera appliquée sur le contact d anode et celle reliée au socle en cuivre, sur lequel repose l échantillon, est reliée à la masse. La caractéristique I-V du composant est décrite en modifiant la puissance appliquée sur celui-ci. Ceci est vrai pour une tension maximale choisie par l'utilisateur Caractéristique directe L ensemble des mesures montre que la proportion de dispositif traduisant un effet thyristor est très faible. En effet sur 32 dispositifs possédant un contact d anode, seuls 12 d entre eux montrent une caractéristique en direct mettant en évidence un comportement haute impédance jusqu'à ce que l on atteigne le courant d accrochage I L. Les différentes tensions de retournement relevées, pour l ensemble de l échantillon, sont comprises entre 30 et 215 V et la médiane est 67 V. Les courants d accrochage I L pour lesquels les thyristors s enclenchent sont compris entre 2 ma et 6 ma. Le blocage des thyristors s effectue pour des courants de maintien allant de 1,5 ma à 16 ma. D autre part, on constate que pour plusieurs thyristors le courant de maintien est supérieur au courant d accrochage. Ce qui est contraire à ce qui existe dans la littérature [arnou]. Nous faisons apparaître sur la Figure II.24 la caractéristique directe des dispositifs les plus représentatifs des différents comportement observés. Ces thyristors sont certes différents mais cela n explique pas les différences notées en terme de tension de retournement, de courant d accrochage et de courant de maintien. En effet nous présentons plus loin sur le Tableau II-2 l ensemble des résultats où l on peut observer des écarts sur les grandeurs électriques, même pour des thyristors de type identique.

89 &KDSLWUH,, (VWLDWLRQ GHV SHUIRUDQFHV pohfwultxhv GXQ WK\ULVWRU 6L&+ IDLEOH WHQVLRQ SDU OD VLXODWLRQ F4-1-D F4-3-C F2-2-B F5-A Courant (ma) Tension (V) Figure II.24 : Caractéristiques directes des dispositifs les plus représentatifs des différents comportements observés armi les caractéristiques illustrées sur la Figure II.24 nous faisons également apparaître celle qui se rapproche le plus des résultats de la simulation. Elle est issue du thyristor D situé dans le champ F4-1 (noté F4-1-D) qui affiche une tension de retournement de 220 V à comparer aux 230 V déterminés par la simulation. Le courant d accrochage s élève à 8,5 ma pour une surface de contact d anode de 6,672x10-5 cm 2. La simulation donne un courant d accrochage de ma pour une surface active de 2x10-7 cm 2. Si l on norme le niveau de courant donné par la simulation avec une surface active équivalente au thyristor F4-D-1 cela correspond à un courant d accrochage de 3,33x10-8 ma. La comparaison des courants d accrochage montre une différence de plus de 8 décades entre simulation et expérience. Mais il est très difficile de donner une interprétation pour expliquer cet écart. Nous nous intéressons ensuite à la zone directe passante de la caractéristique afin d estimer la chute de tension suivant le courant traversant le composant. Etant donné que les mesures expérimentales offre une succession de nuage de point, nous avons dû traiter les données pour estimer la pente courant-tension en direct.

90 &KDSLWUH,, (VWLDWLRQ GHV SHUIRUDQFHV pohfwultxhv GXQ WK\ULVWRU 6L&+ IDLEOH WHQVLRQ SDU OD VLXODWLRQ Nous représentons sur la Figure II.25 les courbes des droites de régression linéaire relatives aux caractéristiques directes passantes de la Figure II.24. Il est porté sur l'axe des ordonnées la densité de courant et sur l'axe des abscisses la chute de tension aux bornes du thyristor. L'ensemble des droites montre un seuil de conduction dans la zone directe d'environ 2,5 V. La résistance spécifique la plus élevée est 2x10-3 Ωcm 2 et correspond au thyristor F5-A qui affiche entre autre une faible tension de retournement de 30 V. Le thyristor F4-1-D qui tient le mieux la tension en directe (220 V) montre une résistance spécifique de 8,2x10-4 Ωcm 2. En simulation en considérant une résistance spécifique de contact de 10-4 Ωcm 2, nous avions estimé une résistance spécifique totale de 17x10-4 Ωcm 2. Le rapport entre les résistances spécifiques donné par la simulation et l'expérience est tout de même de 2. ar conséquent pour une chute de tension donnée la densité de courant expérimentale est 2 fois plus grande que dans les simulations. Nous avons par exemple pour le meilleur cas, à savoir le thyristor F4-1-D pour une chute de tension de 4 V, une densité de courant de 2000 A/cm 2. densité de courant (A/cm 2 ) F4-1-D F4-3-C F2-2-B F5-A Chute de tension (V) Figure II.25 : droites de régression linéaire pour la zone directe passante montrant la corrélation entre la densité de courant et la chute de tension

91 &KDSLWUH,, (VWLDWLRQ GHV SHUIRUDQFHV pohfwultxhv GXQ WK\ULVWRU 6L&+ IDLEOH WHQVLRQ SDU OD VLXODWLRQ Caractéristique inverse our l'ensemble des dispositifs la caractéristique en inverse présente le plus souvent un courant de fuite plus ou moins significatif. Nous synthétisons sur la Figure II.26 la caractéristique inverse des thyristors présentés précédemment. Sur les 4 thyristors, 3 mettent en évidence les signes précurseurs du claquage pour différentes tensions inverses, 60, 250 et 275 V respectivement pour les dispositifs F5-A, F2-2-B et F4-3-C. Le thyristor F4-1-D qui a montré de bonnes performances en direct se distingue par un courant de fuite très élevé comparé à ses homologues Courant (ma) F4-1-D F4-3-C F2-2-B F5-A Tension (V) Figure II.26 : Caractéristique inverse des thyristors F4-1-D, F4-3-C, F2-2-B et F5-A Claquage du dispositif Nous avons observé deux types de claquage lors de nos mesures pour chacune des polarisations, directe et inverse. En inverse lorsque la tension aux bornes du thyristor va au-delà de la tenue en tension maximale, le courant augmente fortement et le claquage se produit. Dès lors le thyristor perd son fonctionnement en haute impédance et devient conducteur aussi bien en inverse qu'en direct. A titre

92 &KDSLWUH,, (VWLDWLRQ GHV SHUIRUDQFHV pohfwultxhv GXQ WK\ULVWRU 6L&+ IDLEOH WHQVLRQ SDU OD VLXODWLRQ d'exemple la Figure II.27 représente la caractéristique directe et inverse du thyristor F4-5-B avant et après le claquage initié par une tension négative. Initialement le thyristor possédait une tension de blocage en direct de 22 V et une tenue en tension en inverse de 115 V. Après le claquage le thyristor se comporte en direct comme une diode qui aurait un seuil de tension de 3 V F4-5-B (avant claquage) F4-5-B (après claquage) Courant (ma) Tension (V) Figure II.27 : caractéristique courant-tension du thyristor F4-5-B avant et après le claquage en polarisation inverse Le deuxième type de claquage observé est initié par une polarisation en direct. En effet certains thyristors lors de la croissance de la tension en direct se comportent de manière classique en assurant un blocage jusqu'à une tension de l'ordre de 80 V. Après le retournement le point de fonctionnement se retrouve comme attendu sur la zone directe passant. Mais lorsque l'on veut renouveler l'opération on constate que la tension de retournement ne se résume plus qu'a une dizaine de volt. our illustrer se cas nous représentons sur la Figure II.28 la caractéristique du thyristor F5-E qui a subi un claquage initié par une polarisation positive. La caractéristique inverse n'est pas affectée par cet enclenchement destructeur. En effet elle présente

93 &KDSLWUH,, (VWLDWLRQ GHV SHUIRUDQFHV pohfwultxhv GXQ WK\ULVWRU 6L&+ IDLEOH WHQVLRQ SDU OD VLXODWLRQ les mêmes comportements de courant de fuite que la majeure partie des composants. 100 F5-E 50 Courant (ma) Tension (V) Figure II.28 : caractéristique courant-tension du thyristor F5-E après le claquage en polarisation directe Nous terminons cette étude expérimentale en récapitulant sur le Tableau II-2 les résultats relatifs aux composants qui n'ont pas été victimes d'un claquage que ce soit en direct ou en inverse. our chaque dispositif dans son champ respectif, nous indiquons la tension de retournement V bo, la tension de claquage pour une polarisation en inverse V br, le courant d accrochage I L et le courant de maintien I H. Les thyristors présentant un fonctionnement anormal suite à un claquage sont affectés de la mention "Mesure destructive" (MD)

94 &KDSLWUH,, (VWLDWLRQ GHV SHUIRUDQFHV pohfwultxhv GXQ WK\ULVWRU 6L&+ IDLEOH WHQVLRQ SDU OD VLXODWLRQ DISOSITIF A B C V bo V br I L I H V bo V br I L I H V bo V br I L I H (V) (V) (ma) (ma) (V) (V) (ma) (ma) (V) (V) (ma) (ma) F F F4-5 MD F MD MD F2-2 MD D DISOSITIF F V bo V br I L I H V bo V br I L I H (V) (V) (ma) (ma) (V) (V) (ma) (ma) F F4-4 MD F MD Tableau II-2 : Caractéristiques des thyristors opérationnels 5 Conclusion Ce travail sur le thyristor faible tension en carbure de silicium 4H a été décomposé en deux parties. L'étude préliminaire s'est articulée autour de la simulation numérique qui a permis de donner les tendances des résultats électriques. L'analyse des caractéristiques courant-tension a montré une tension de retournement de 230 V. L'observation du profil du champ électrique a montré que le retournement est lié au percement. Des simulations complémentaires pour des structures possédant une base plus épaisse ont permis de démontrer que la base critique imposant la tension maximale en direct est la base. D'autre part nous avons montré l'influence de la durée de vie et de la température sur les résultats. La température influe principalement sur la caractéristique directe et vient augmenter la chute de

95 &KDSLWUH,, (VWLDWLRQ GHV SHUIRUDQFHV pohfwultxhv GXQ WK\ULVWRU 6L&+ IDLEOH WHQVLRQ SDU OD VLXODWLRQ tension en direct lorsqu'elle devient élevée. La durée de vie qui joue sur le gain en courant des transistors intrinsèques diminue considérablement la tension de retournement lorsqu'elle est supérieure à 200 ns. La caractéristique inverse montre une tension de claquage de 290 V. Ce résultat permet de dire que le thyristor est quasiment symétrique. La prise en compte de la protection périphérique montre que la présence des anneaux de garde gravés ne donne pas de résultats différents comparé au cas idéal. En effet le retournement étant initié par le percement et non par la présence d'un champ électrique élevé, le rôle des anneaux de garde reste vain. De plus leur présence n'agit même pas sur l'étalement des équipotentiels à la périphérie, on assiste donc à l'apparition d'un pic de champ au pied de la gravure. Cependant ces résultats permettent de se rendre compte de l'amplitude du champ électrique dans l'air aux abords de la périphérie qui peut être lourde de conséquence et entraîner le claquage dans l'air ambiant. Cela doit nous amener à être plus sensible sur les problèmes de passivation. La deuxième partie expose les mesures expérimentales du thyristor étudié au préalable en simulation. Nous avons décrit le procédé technologique adopté qui repose principalement sur la technique de gravure permettant de réaliser les anneaux de garde gravés et d'atteindre la couche jouant le rôle de la gâchette. Les contacts d'anode et de gâchette sont conçus par la technique du lift-off. La mesure des caractéristiques courant-tension mettent en évidence un courant de fuite élevé. La majorité des thyristors claquent pour une tension en direct de l'ordre de 80 V et pour une tension inverse comprise entre 120 et 275 V. Les thyristors dont l'enclenchement n'est pas destructif sont peu nombreux et présentent des tensions de retournement assez disparates autour d'une tension de 75 V. armi le faible rendement de composant traduisant un effet thyristor reproductible, un seul affiche une tenue en tension en direct proche de la simulation. Mais ce dernier fuit énormément en courant en polarisation inverse. L'interprétation de ces résultats reste difficile à faire. Les raisons peuvent être multiples. Le matériau peut comprendre des défauts ou bien la technologie est encore mal maîtrisé.

96 &KDSLWUH,,, &RQFHSWLRQ HW VLXODWLRQ GXQ WK\ULVWRU N9 HQ 6L&+ Chapitre III Conception et simulation d'un thyristor 5 kv en SiC-4H. 1 Introduction Les moyens de lancement futurs tels que les canons électromagnétiques font l'objet d'études scientifiques à l'institut franco-allemand de recherches de Saint-Louis (l'isl) [65]. Cette nouvelle génération de lanceur utilise des semiconducteurs de puissance de type thyristor et diode en silicium. Ces derniers sont associés en série et en parallèle pour fournir des impulsions électriques de courte durée et de très forte puissance [66][67][68]. En effet, les commutateurs constitués par cet ensemble d'interrupteurs sont amenés à supporter des tensions d'environ 10 kv, des courants supérieurs à quelques dizaines de ka avec des temps de montée atteignant 1 ka/µs ainsi que des énergies de 50 kj. Cependant un grand nombre de composants est nécessaire pour atteindre les performances requises. ar conséquent, le poids et le volume du système dédié à la génération d'impulsions constitue un encombrement non négligeable. Certains commutateurs commercialisés par ABB semiconductor AG [69] et utilisés pour ces applications sont constitués par une mise en série de 4 thyristors en silicium (CSF 672) avec pour chaque composant une tension de blocage de 3000 V, permettant ainsi à l'ensemble de tenir la tension d'utilisation de 10 kv [70]. L'empilement des

97 &KDSLWUH,,, &RQFHSWLRQ HW VLXODWLRQ GXQ WK\ULVWRU N9 HQ 6L&+ composants n'est possible que si les composants présents dans le boîtier possèdent des propriétés électriques très voisines. En effet un composant commutant plus vite que les autres ou ayant une tenue en tension plus faible ferait subir à ces homologues une tension supérieure à celle qu'ils sont en mesure de supporter. Cela implique également que le système d'enclenchement soit rigoureusement synchronisé pour chaque thyristor. La solution idéale serait de n'avoir qu'un seul composant réalisant la commutation et capable de répondre à tous les stresses en courant et en tension imposée par l'application. Ce sont ces perspectives qui ont motivé l'étude que nous développons dans ce chapitre avec pour objectifs de concevoir un commutateur plus compact et constitué d'un nombre de thyristors moins élevé. Les propriétés physiques et électriques du carbure de silicium (SiC) offre la possibilité de réduire la dimension et la puissance dissipé du composant [71]. Fort de ces connaissances, nous avons entrepris l'étude portant sur la conception d'un thyristor 5 kv en SiC- 4H. Dans ce chapitre nous exposons les investigations réalisées par le biais de la simulation numérique. Nous décrirons et justifierons le choix du thyristor étudié qui est dans notre cas une structure asymétrique. ar la suite nous mentionnerons la méthodologie adoptée pour définir les différentes couches du composant. Le fonctionnement du composant en régime statique sera complété par une étude qui portera sur le type de la protection périphérique à adopter pour se rapprocher des performances idéales. Les simulations en régime dynamique du thyristor dans son circuit d'application seront abordées avec la prise en compte des phénomènes électro-thermiques. 2 Choix de la configuration du thyristor La conception d'un composant destiné à fonctionner dans une application bien déterminée ne peut se faire sans la connaissance au préalable des stresses auxquels il devra faire face. En optant pour le thyristor comme interrupteur on se heurte à deux choix possibles, la structure symétrique ou asymétrique. Afin de guider notre choix sur la configuration à adopter, nous allons dans un premier

98 &KDSLWUH,,, &RQFHSWLRQ HW VLXODWLRQ GXQ WK\ULVWRU N9 HQ 6L&+ temps rappeler brièvement la spécificité de chacune des structures. ar la suite nous présenterons les formes d'onde du courant et de la tension mesurés pour les thyristors en silicium actuellement utilisés à ISL pour l'application 10 kv. L'analyse des sollicitations des thyristors tout au long de la commutation dans le circuit d'application imposera les caractéristiques que doivent posséder les interrupteurs commandés. 2.1 Les thyristors symétrique et asymétrique Les performances électriques distinguant le thyristor symétrique de l'asymétrique résident essentiellement sur la tenue en tension [72]. Le thyristor asymétrique privilégie une tenue en tension directe au détriment d'une faible tension de claquage inverse. La structure symétrique peut potentiellement tenir aussi bien la tension en inverse qu'en direct. La Figure III.1 représente schématiquement les deux structures.

99 &KDSLWUH,,, &RQFHSWLRQ HW VLXODWLRQ GXQ WK\ULVWRU N9 HQ 6L&+ E(x) E M Anode w s x Cathode V + + N - Substrat N + (b) thyristor symétrique E(x) E M Anode w a x Cathode V + + N - Substrat N + (a) thyristor asymétrique Figure III.1 : rofil du champ électrique dans les structures symétrique et asymétrique pour une même tenue en tension en direct. A chaque structure est associé un graphe montrant le profil du champ électrique pour la même tenue en tension en direct, c'est à dire lorsque le potentiel positif est appliqué sur l'anode. L'aire hachurée et délimitée par le profil du champ est l'image de la tension tenue. Notons que les structures ne sont pas à l'échelle l'une par rapport à l'autre, leur dimension permet, tout de même, de montrer qualitativement la différence imposée par l'épaisseur de la couche centrale de type -. Le thyristor asymétrique se distingue de son voisin par l'adjonction d'une couche de type dite "couche tampon" située entre le substrat et la couche centrale -. Celle-ci possède un niveau de dopage supérieur à celui de la couche centrale, ceci afin d'éviter le percement de la base du transistor intrinsèque NN. Cette configuration permet d'obtenir un profil de champ trapézoïdal, autrement dit le champ moyen dans la couche centrale tendra vers l'amplitude du champ maximal E M. ar conséquent l'épaisseur de la couche centrale - nécessaire pour tenir la même tension qu'une structure conventionnelle est plus faible (deux fois au

100 &KDSLWUH,,, &RQFHSWLRQ HW VLXODWLRQ GXQ WK\ULVWRU N9 HQ 6L&+ mieux), ce qui entraîne une diminution des charges stockées et contribue donc à réduire la chute de tension en direct et les pertes en commutation. En polarisation inverse, le potentiel positif se retrouve maintenant sur la cathode. La Figure III.2 montre les profils du champ pour chaque structure lorsqu'elles atteignent leur tension de claquage. Celle-ci illustre clairement la tenue en tension de chacune des structures mise en évidence par l'aire hachurée sous le profil du champ. Nous voyons ici que la couche tampon empêche l'extension de la zone de charge d'espace qui est initiée par la polarisation inverse de la jonction substrat-couche tampon. La tenue en tension est principalement assurée par la couche N jouant le rôle de gâchette. La faible épaisseur et le niveau de dopage non négligeable de cette couche N entraîne une très faible tenue en tension. E(x) E M Anode w s x Cathode + N - Substrat N + V + (b) thyristor symétrique E(x) E M Anode w a x Cathode + N - Substrat N + V + (a) thyristor asymétrique Figure III.2 : rofil du champ électrique dans les structures symétrique et asymétrique pour leur tenue en tension en inverse respective

101 &KDSLWUH,,, &RQFHSWLRQ HW VLXODWLRQ GXQ WK\ULVWRU N9 HQ 6L&+ 2.2 Mesure électrique de l'unité de déclenchement pour l'application 10 kv Lancer un projectile, c'est lui délivrer en un temps très court (quelques ms) une énergie élevée (MJ). our cela il faut stocker l'énergie, la libérer à la demande et la transmettre au projectile. L'unité de génération d'impulsions conçue à l'isl permet le stockage et le transfert d'une énergie électrique de 10 MJ. Cette unité est composée de 200 modules de commutation fournissant chacun 50 kj. La vue d'ensemble de l'unité de génération d'impulsions de 10 MJ avec le canon à rails sur la Figure III.3, permet de nous rendre compte de l'encombrement du système. Figure III.3 : Vue d'ensemble de l'unité de génération d'impulsions de 10 MJ et du canon à rails Sans entrer dans les détails, le canon à rails [73] comme son nom l'indique est un canon constitué de deux rails conducteurs (Figure III.4). Le principe de fonctionnement repose sur les lois de l'électromagnétisme. Les modules de commutation sont connectés en parallèle le long des rails. Chacun d'entre eux délivrera l'énergie stockée, pour une position du projectile dans le canon. Lors du transfert de l'énergie, le courant parcourt les deux rails via le projectile qui a la particularité d'être conducteur. Le contact entre les rails et le projectile est assuré par des brosses métalliques multifilamentaires. Le courant traversant le projectile conjugué à la résultante du champ magnétique verticale et dirigée vers le bas fait