THÈSE. Étude, conception et réalisation de circuits de commande d'igbt de forte puissance

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1 Numéro d'ordre : 25-ISAL-97 Année 25 THÈSE présentée devant l'institut NATIONAL DES SCIENCES APPLIQUÉES DE LYON pour obtenir LE GRADE DE DOCTEUR ÉCOLE DOCTORALE : ÉLECTRONIQUE ÉLECTROTECHNIQUE AUTOMATIQUE FORMATION DOCTORALE : GÉNIE ÉLECTRIQUE par Pierre LEFRANC Ingénieur Supélec Étude, conception et réalisation de circuits de commande d'igbt de forte puissance Soutenue le 3 novembre 25 devant la commission d'examen Jury : Rapporteur S. Lefebvre SATIE - Maître de conférences Rapporteur JP. Ferrieux LEG - Professeur Directeur de thèse JP. Chante CEGELY - Professeur Directeur de thèse D. Bergogne CEGELY - Maître de conférences Examinateur T. Meynard LEEI Directeur de Recherche Invité J.F. Roche ARCEL - Industriel Cette thèse a été préparée au Centre de Génie Electrique de Lyon (CEGELY) avec le financement de la société ARCEL, Champagne Au mont d'or 69.

2 Novembre 23 INSTITUT NATIONAL DES SCIENCES APPLIQUEES DE LYON Directeur : STORCK A. Professeurs : AMGHAR Y. AUDISIO S. BABOT D. BABOUX J.C. BALLAND B. BAPTISTE P. BARBIER D. BASKURT A. BASTIDE J.P. BAYADA G. BENADDA B. BETEMPS M. BIENNIER F. BLANCHARD J.M. BOISSE P. BOISSON C. BOIVIN M. (Prof. émérite) BOTTA H. BOTTA-ZIMMERMANN M. (Mme) BOULAYE G. (Prof. émérite) BOYER J.C. BRAU J. BREMOND G. BRISSAUD M. BRUNET M. BRUNIE L. BUFFIERE J-Y. BUREAU J.C. CAMPAGNE J-P. CAVAILLE J.Y. CHAMPAGNE J-Y. CHANTE J.P. CHOCAT B. COMBESCURE A. COURBON COUSIN M. DAUMAS F. (Mme) DJERAN-MAIGRE I. DOUTHEAU A. DUBUY-MASSARD N. DUFOUR R. DUPUY J.C. EMPTOZ H. ESNOUF C. EYRAUD L. (Prof. émérite) FANTOZZI G. FAVREL J. FAYARD J.M. FAYET M. (Prof. émérite) FAZEKAS A. FERRARIS-BESSO G. FLAMAND L. FLEURY E. FLORY A. FOUGERES R. FOUQUET F. FRECON L. (Prof. émérite) GERARD J.F. GERMAIN P. GIMENEZ G. GOBIN P.F. (Prof. émérite) GONNARD P. GONTRAND M. GOUTTE R. (Prof. émérite) GOUJON L. GOURDON R. GRANGE G. (Prof. émérite) GUENIN G. GUICHARDANT M. GUILLOT G. GUINET A. GUYADER J.L. GUYOMAR D. LIRIS PHYSICOCHIMIE INDUSTRIELLE CONT. NON DESTR. PAR RAYONNEMENTS IONISANTS GEMPPM*** PHYSIQUE DE LA MATIERE PRODUCTIQUE ET INFORMATIQUE DES SYSTEMES MANUFACTURIERS PHYSIQUE DE LA MATIERE LIRIS LAEPSI**** MECANIQUE DES CONTACTS LAEPSI**** AUTOMATIQUE INDUSTRIELLE PRODUCTIQUE ET INFORMATIQUE DES SYSTEMES MANUFACTURIERS LAEPSI**** LAMCOS VIBRATIONS-ACOUSTIQUE MECANIQUE DES SOLIDES UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Développement Urbain UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Développement Urbain INFORMATIQUE MECANIQUE DES SOLIDES CENTRE DE THERMIQUE DE LYON - Thermique du bâtiment PHYSIQUE DE LA MATIERE GENIE ELECTRIQUE ET FERROELECTRICITE MECANIQUE DES SOLIDES INGENIERIE DES SYSTEMES D INFORMATION GEMPPM*** CEGELY* PRISMA GEMPPM*** LMFA CEGELY*- Composants de puissance et applications UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Hydrologie urbaine MECANIQUE DES CONTACTS GEMPPM UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Structures CENTRE DE THERMIQUE DE LYON - Energétique et Thermique UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL CHIMIE ORGANIQUE ESCHIL MECANIQUE DES STRUCTURES PHYSIQUE DE LA MATIERE RECONNAISSANCE DE FORMES ET VISION GEMPPM*** GENIE ELECTRIQUE ET FERROELECTRICITE GEMPPM*** PRODUCTIQUE ET INFORMATIQUE DES SYSTEMES MANUFACTURIERS BIOLOGIE FONCTIONNELLE, INSECTES ET INTERACTIONS MECANIQUE DES SOLIDES GEMPPM MECANIQUE DES STRUCTURES MECANIQUE DES CONTACTS CITI INGENIERIE DES SYSTEMES D INFORMATIONS GEMPPM*** GEMPPM*** REGROUPEMENT DES ENSEIGNANTS CHERCHEURS ISOLES INGENIERIE DES MATERIAUX POLYMERES LAEPSI**** CREATIS** GEMPPM*** GENIE ELECTRIQUE ET FERROELECTRICITE PHYSIQUE DE LA MATIERE CREATIS** GEMPPM*** LAEPSI****. GENIE ELECTRIQUE ET FERROELECTRICITE GEMPPM*** BIOCHIMIE ET PHARMACOLOGIE PHYSIQUE DE LA MATIERE PRODUCTIQUE ET INFORMATIQUE DES SYSTEMES MANUFACTURIERS VIBRATIONS-ACOUSTIQUE GENIE ELECTRIQUE ET FERROELECTRICITE

3 Novembre 23 HEIBIG A. JACQUET-RICHARDET G. JAYET Y. JOLION J.M. JULLIEN J.F. JUTARD A. (Prof. émérite) KASTNER R. KOULOUMDJIAN J. (Prof. émérite) LAGARDE M. LALANNE M. (Prof. émérite) LALLEMAND A. LALLEMAND M. (Mme) LAREAL P (Prof. émérite) LAUGIER A. (Prof. émérite) LAUGIER C. LAURINI R. LEJEUNE P. LUBRECHT A. MASSARD N. MAZILLE H. (Prof. émérite) MERLE P. MERLIN J. MIGNOTTE A. (Mle) MILLET J.P. MIRAMOND M. MOREL R. (Prof. émérite) MOSZKOWICZ P. NARDON P. (Prof. émérite) NAVARRO Alain (Prof. émérite) NELIAS D. NIEL E. NORMAND B. NORTIER P. ODET C. OTTERBEIN M. (Prof. émérite) PARIZET E. PASCAULT J.P. PAVIC G. PECORARO S. PELLETIER J.M. PERA J. PERRIAT P. PERRIN J. PINARD P. (Prof. émérite) PINON J.M. PONCET A. POUSIN J. PREVOT P. PROST R. RAYNAUD M. REDARCE H. RETIF J-M. REYNOUARD J.M. RICHARD C. RIGAL J.F. RIEUTORD E. (Prof. émérite) ROBERT-BAUDOUY J. (Mme) (Prof. émérite) ROUBY D. ROUX J.J. RUBEL P. SACADURA J.F. SAUTEREAU H. SCAVARDA S. (Prof. émérite) SOUIFI A. SOUROUILLE J.L. THOMASSET D. THUDEROZ C. UBEDA S. VELEX P. VERMANDE P. (Prof émérite) VIGIER G. VINCENT A. VRAY D. VUILLERMOZ P.L. (Prof. émérite) Directeurs de recherche C.N.R.S. : BERTHIER Y. CONDEMINE G. MATHEMATIQUE APPLIQUEES DE LYON MECANIQUE DES STRUCTURES GEMPPM*** RECONNAISSANCE DE FORMES ET VISION UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Structures AUTOMATIQUE INDUSTRIELLE UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Géotechnique INGENIERIE DES SYSTEMES D INFORMATION BIOCHIMIE ET PHARMACOLOGIE MECANIQUE DES STRUCTURES CENTRE DE THERMIQUE DE LYON - Energétique et thermique CENTRE DE THERMIQUE DE LYON - Energétique et thermique UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Géotechnique PHYSIQUE DE LA MATIERE BIOCHIMIE ET PHARMACOLOGIE INFORMATIQUE EN IMAGE ET SYSTEMES D INFORMATION UNITE MICROBIOLOGIE ET GENETIQUE MECANIQUE DES CONTACTS INTERACTION COLLABORATIVE TELEFORMATION TELEACTIVITE PHYSICOCHIMIE INDUSTRIELLE GEMPPM*** GEMPPM*** INGENIERIE, INFORMATIQUE INDUSTRIELLE PHYSICOCHIMIE INDUSTRIELLE UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Hydrologie urbaine MECANIQUE DES FLUIDES ET D ACOUSTIQUES LAEPSI**** BIOLOGIE FONCTIONNELLE, INSECTES ET INTERACTIONS LAEPSI**** LAMCOS AUTOMATIQUE INDUSTRIELLE GEMPPM DREP CREATIS** LAEPSI**** VIBRATIONS-ACOUSTIQUE INGENIERIE DES MATERIAUX POLYMERES VIBRATIONS-ACOUSTIQUE GEMPPM GEMPPM*** UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Matériaux GEMPPM*** INTERACTION COLLABORATIVE TELEFORMATION TELEACTIVITE PHYSIQUE DE LA MATIERE INGENIERIE DES SYSTEMES D INFORMATION PHYSIQUE DE LA MATIERE MODELISATION MATHEMATIQUE ET CALCUL SCIENTIFIQUE INTERACTION COLLABORATIVE TELEFORMATION TELEACTIVITE CREATIS** CENTRE DE THERMIQUE DE LYON - Transferts Interfaces et Matériaux AUTOMATIQUE INDUSTRIELLE CEGELY* UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Structures LGEF MECANIQUE DES SOLIDES MECANIQUE DES FLUIDES GENETIQUE MOLECULAIRE DES MICROORGANISMES GEMPPM*** CENTRE DE THERMIQUE DE LYON Thermique de l Habitat INGENIERIE DES SYSTEMES D INFORMATION CENTRE DE THERMIQUE DE LYON - Transferts Interfaces et Matériaux INGENIERIE DES MATERIAUX POLYMERES AUTOMATIQUE INDUSTRIELLE PHYSIQUE DE LA MATIERE INGENIERIE INFORMATIQUE INDUSTRIELLE AUTOMATIQUE INDUSTRIELLE ESCHIL Equipe Sciences Humaines de l Insa de Lyon CENTRE D INNOV. EN TELECOM ET INTEGRATION DE SERVICES MECANIQUE DES CONTACTS LAEPSI GEMPPM*** GEMPPM*** CREATIS** PHYSIQUE DE LA MATIERE MECANIQUE DES CONTACTS UNITE MICROBIOLOGIE ET GENETIQUE

4 COTTE-PATAT N. (Mme) ESCUDIE D. (Mme) FRANCIOSI P. MANDRAND M.A. (Mme) POUSIN G. ROCHE A. SEGUELA A. VERGNE P. Directeurs de recherche I.N.R.A. : FEBVAY G. GRENIER S. RAHBE Y. Directeurs de recherche I.N.S.E.R.M. : KOBAYASHI T. PRIGENT A.F. (Mme) MAGNIN I. (Mme) UNITE MICROBIOLOGIE ET GENETIQUE CENTRE DE THERMIQUE DE LYON GEMPPM*** UNITE MICROBIOLOGIE ET GENETIQUE BIOLOGIE ET PHARMACOLOGIE INGENIERIE DES MATERIAUX POLYMERES GEMPPM*** LaMcos BIOLOGIE FONCTIONNELLE, INSECTES ET INTERACTIONS BIOLOGIE FONCTIONNELLE, INSECTES ET INTERACTIONS BIOLOGIE FONCTIONNELLE, INSECTES ET INTERACTIONS PLM BIOLOGIE ET PHARMACOLOGIE CREATIS** * CEGELY CENTRE DE GENIE ELECTRIQUE DE LYON ** CREATIS CENTRE DE RECHERCHE ET D APPLICATIONS EN TRAITEMENT DE L IMAGE ET DU SIGNAL ***GEMPPM GROUPE D'ETUDE METALLURGIE PHYSIQUE ET PHYSIQUE DES MATERIAUX ****LAEPSI LABORATOIRE D ANALYSE ENVIRONNEMENTALE DES PROCEDES ET SYSTEMES INDUSTRIELS

5 25 SIGLE ECOLE DOCTORALE NOM ET COORDONNEES DU RESPONSABLE E2MC E.E.A. E2M2 EDIIS EDISS Math IF MEGA CHIMIE DE LYON Responsable : M. Denis SINOU ECONOMIE, ESPACE ET MODELISATION DES COMPORTEMENTS Responsable : M. Alain BONNAFOUS ELECTRONIQUE, ELECTROTECHNIQUE, AUTOMATIQUE M. Daniel BARBIER EVOLUTION, ECOSYSTEME, MICROBIOLOGIE, MODELISATION M. Jean-Pierre FLANDROIS INFORMATIQUE ET INFORMATION POUR LA SOCIETE M. Lionel BRUNIE INTERDISCIPLINAIRE SCIENCES-SANTE M. Alain Jean COZZONE MATERIAUX DE LYON M. Jacques JOSEPH MATHEMATIQUES ET INFORMATIQUE FONDAMENTALE M. Franck WAGNER MECANIQUE, ENERGETIQUE, GENIE CIVIL, ACOUSTIQUE M. François SIDOROFF M. Denis SINOU Université Claude Bernard Lyon 1 Lab Synthèse Asymétrique UMR UCB/CNRS 5622 Bât 38 2 ème étage 43 bd du 11 novembre VILLEURBANNE Cedex Tél : Fax : sinou@univ-lyon1.fr M. Alain BONNAFOUS Université Lyon 2 14 avenue Berthelot MRASH M. Alain BONNAFOUS Laboratoire d Economie des Transports LYON Cedex 7 Tél : Alain.bonnafous ish-lyon.cnrs.fr M. Daniel BARBIER INSA DE LYON Laboratoire Physique de la Matière Bâtiment Blaise Pascal VILLEURBANNE Cedex Tél : Fax Daniel.Barbier@insa-lyon.fr M. Jean-Pierre FLANDROIS UMR 5558 Biométrie et Biologie Evolutive Equipe Dynamique des Populations Bactériennes Faculté de Médecine Lyon-Sud Laboratoire de Bactériologie BP OULLINS Tél : Fax E2m2 biomserv.univ-lyon1.fr M. Lionel BRUNIE INSA DE LYON EDIIS Bâtiment Blaise Pascal VILLEURBANNE Cedex Tél : Fax ediis@insa-lyon.fr M. Alain Jean COZZONE IBCP (UCBL1) 7 passage du Vercors LYON Cedex 7 Tél : Fax : cozzone@ibcp.fr M. Jacques JOSEPH Ecole Centrale de Lyon Bât F7 Lab. Sciences et Techniques des Matériaux et des Surfaces 36 Avenue Guy de Collongue BP ECULLY Cedex Tél : Fax Jacques.Joseph@ec-lyon.fr M. Franck WAGNER Université Claude Bernard Lyon1 Institut Girard Desargues UMR 528 MATHEMATIQUES Bâtiment Doyen Jean Braconnier Bureau 11 Bis, 1 er étage VILLEURBANNE Cedex Tél : Fax : wagner@desargues.univ-lyon1.fr M. François SIDOROFF Ecole Centrale de Lyon Lab. Tribologie et Dynamique des Systêmes Bât G8 36 avenue Guy de Collongue BP ECULLY Cedex Tél : Fax : Francois.Sidoroff@ec-lyon.fr

6 Ce matin, j ai imaginé que des hommes et des femmes venus de tous les horizons de la connaissance, sociologues, mathématiciens, historiens, biologistes, philosophes, politiciens, auteurs de science-fiction, astronomes, se réunissaient dans un lieu isolé de toute influence. Ils formeraient un club : le Club des visionnaires. J ai imaginé que ces spécialistes discuteraient et tenteraient de mêler leurs savoirs et leurs intuitions pour établir une arborescence, l arborescence de tous les futurs possibles pour l humanité, la planète, la conscience. Ils pourraient avoir des avis contraires, cela n aurait aucune importance. Ils pourraient même se tromper. Peu importe qui aurait raison ou tort, ils ne feraient qu accumuler, sans notion de jugement moral, les épisodes possibles pour l avenir de l humanité. L ensemble constituerait une banque de données de tous les scénarios de futurs imaginables. Sur les feuilles de l arbres s inscriraient des hypothèses : "Si une guerre mondiale éclatait", ou "Si la météorologie se déréglait", ou "Si l on se mettait à manquer d eau potable", ou "Si on utilisait le clonage pour engendrer de la main d oeuvre gratuite", ou "Si l on arrivait à créer une ville sur Mars", ou "Si l on découvrait qu une viande a provoqué une maladie contaminant tous ceux qui en ont consommé", ou "Si on réussissait à brancher des cerveaux directement sur des ordinateurs", ou "Si des matières radioactives commençaient à suppurer des sous-marins nucléaires russes coulés dans les océans". Mais il pourrait y avoir des feuilles plus bénignes ou plus quotidiennes comme "Si la mode des minijupes revenait", ou "Si on abaissait l âge de la retraite", ou "Si l on réduisait le temps de travail", ou "Si l on abaissait les normes de pollution automobile autorisées". On verrait alors sur cet immmense arbre se déployer toutes les branches et les feuilles du futur possible de notre espèce. On verrait aussi apparaître de nouvelles utopies. Ce travail d apprentissage visionnaire serait entièrement représenté dans ce schéma. Evidemment, il n aurait pas la prétention de "prédire l avenir" mais en tout cas l avantage de désigner les enchaînements logiques d évènements. Et à travers cet arbre des futurs possibles, on discuterait ce que j ai appelé la VMV : "Voie de moindre violence". On verrait qu une décision impopulaire sur le moment peut éviter un gros problème, à moyen ou à long terme. L Arbre des possible aiderait ainsi les politiciens à surmonter leur peur de déplaire pour revenir à plus de pragmatisme. Ils pourraient déclarer : "L Arbre des possibles montre que, si j agis en ce sens, cela aura des conséquences pénibles dans l immédiat, mais nous échapperons à telle ou telle crise ; tandis que si je ne fais rien, nous risquons probablement telle ou telle catastrophe." Le public, moins apathique qu on ne se le figure généralement, comprendrait et ne réagirait plus de manière épidermique, mais en tenant compte de l intérêt de ses enfants, petits-enfants et arrières-petits-enfants. Certaines mesures écologiques difficiles à prendre deviendraient plus acceptables. L Arbre des possibles aurait pour vocation non seulement de permettre de détecter la VMV mais aussi de passer un pacte politique avec les générations à venir, en vue de leur laisser une terre viable. Bernard Werber, L Arbre des possibles. vi

7 Ces travaux de thèse ont été effectués au sein du laboratoire CEGELY de l INSA de Lyon et de la société ARCEL. Je tiens en premier lieu à remercier Monsieur le Professeur Jean-Pierre Chante pour m avoir accueilli au sein de son laboratoire et Monsieur Yves Paris au sein de sa société. Merci à Dominique Bergogne et Jean-Pierre Chante d avoir été mes directeurs de thèse. J espère avoir été un bon thésard. Je remercie Monsieur Stéphane Lefebvre et Monsieur Jean-Paul Ferrieux de participer au jury en tant que rapporteurs. Je remercie Monsieur Thierry Meynard de participer au jury en tant qu examinateur. Je remercie Monsieur François Costa, professeur au SATIE de l ENS Cachan et Monsieur Dejan Vasic pour leur collaboration et leur aide en matière de transformateur piézoélectrique. Je remercie Monsieur Paul Gonnard, professeur au LGEF de l INSA de Lyon pour sa collaboration et son aide en matière de transformateur piézoélectrique. Je tiens à remercier Jean-François Roche pour m avoir encadré pendant ces trois années et de m avoir fait participer activement à l activité du service technique de la société ARCEL. Je remercie également Philippe Lardet et Ludovic Derouen pour leurs conseils et leur aide quotidienne. Mes remerciements se portent également sur Mathieu Herodet (pour sa bonne humeur et sa culture musicale), Nonos (pour son rire), Affif (pour ses discussions passionnantes), le BE (pour leurs blagues), Chantal - Françoise - Caroline - Isabelle - Odile - Sandra et Jojo (pour leur gentillesse) et tous ceux que je n ai pas cité. Un grand merci à Hervé Morel et Bruno Allard pour leurs conseils et leurs relectures ; à Dominique Planson pour m avoir confié des enseignements et m avoir grandement aidé pour les simulations ; à Pierre Brosselard pour son aide et ses histoires de vieux tracteurs ; à Jean-Pierre Masson et Pascal Venet pour m avoir fait entrer au CEGELY ; à Cyril Buttay pour son aide gargantuesque ; "l père", "l bombé" et "l glaude" (ils se reconnaîtrons) ; et toute l équipe du CEGELY. Un grand merci à mes parents, mon frère et toute ma famille. vii

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9 Table des matières Introduction générale xii 1 Etat de l art des modules IGBT de puissance Les convertisseurs statiques Les semiconducteurs de puissance Les modules IGBT de puissance Historique de l IGBT Comportement physique d une cellule IGBT Les différentes technologies de puces IGBT Les différents types de boîtiers des modules IGBT Les diodes des modules IGBT Bilan et perspectives Conclusion Etat de l art des circuits de commande d IGBT Description des circuits de commande d IGBT dans leur environnement Commande de grille des modules IGBT Commande en tension Commande en courant Commande mixte Commande en tension avec plusieurs résistances de grille Conclusion Protections des modules IGBT Causes de destruction de modules IGBT Protection thermique Protections contre les court-circuits et surintensités Protections contre les surtensions Conclusion Transmission des ordres Transmission optique Transformateur magnétique ix

10 TABLE DES MATIÈRES Transformateur sans noyau magnétique : transformateur coreless Transformateur piezo-électrique Conclusion Transmission de puissance Transformateurs magnétiques Transformateur coreless Transformateur piezo-électrique Transmission optique Conclusion Conclusion Analyse et modélisation en commutation des modules IGBT Modélisation électrique simplifiée de puce IGBT Modélisation statique des puces IGBT Modélisation des effets capacitifs des puces IGBT Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande Commande de grille en tension avec diode parfaite - simulation analytique Commande de grille en tension avec diode réelle et inductance de câblage - simulation analytique Commande de grille en courant avec diode réelle et câblage - simulation analytique Influence du circuit de commande de grille sur la commutation de l IGBT - simulations analytique et numérique Conclusion Modélisation et influences des inductances de câblage de module IGBT Intérêt de la prise en compte des inductances de câblage Influence des inductances de câblage Estimation et identification de l inductance d émetteur de modules IGBT 12A-33V Présentation Identification de L 7 par une mesure en commutation Estimation de L 7 avec le logiciel InCa Comparaison des méthodes et des modules Avalanche dynamique de module IGBT Introduction Phénomène physique Influence de la nature des puces IGBT Influence du courant coupé et de la résistance de grille Simulation numérique d une cellule IGBT Punch Through Conclusion x

11 TABLE DES MATIÈRES 4 Conception et réalisation d une gamme de drivers d IGBT Contraintes de conception Commande de grille Conception Simultations et expérimentations Conséquences des gradients de tension sur la commande de grille Protection des modules IGBT Description de la solution Résultats expérimentaux Transmission des ordres Transmission du primaire vers secondaire Transmission du secondaire vers primaire Transmission de puissance Analyse et conception Résultats expérimentaux Alimentation à base de transformateur piezoélectrique Conclusion Conclusion générale et perspectives 25 Bibliographie 27 xi

12 Introduction générale Depuis ses débuts en 198, l IGBT a pris une importance énorme pour arriver à l heure actuelle à concurrencer tous les autres composants de puissance : bipolaire, MOSFET, GTO,... Une large gamme de modules IGBT est actuellement disponible : de quelques dizaines d Ampère à quelques kilo-ampère et de 3V à 65V. Dans les convertisseurs de puissance, les modules IGBT sont associés à une carte appelée "driver". Le driver a pour fonction de piloter son module IGBT associé et de garantir son intégrité en cas de défauts (surintensité et surtension). Le driver constitue un sous système au sein du convertisseur. Il devient aussi important que le module IGBT. L enjeu est de taille car certains modules coûtent plus de 1C l unité. Le travail présenté dans ce mémoire a pour but d étudier la conception et la réalisation d une gamme de circuits de commande de modules IGBT (gamme de trois drivers). Ces drivers répondent à un besoin industriel et seront produits en moyenne série en technologie hybride (circuit imprimé et composants traditionnels). Le premier et second chapitre de ce mémoire constituent un état de l art des modules IGBT et des drivers d IGBT. Les différentes technologies de puces IGBT propres aux différents constructeurs sont exposées et expliquées afin de clarifier l abondance de technologies de puces. Les fonctions de base des drivers d IGBT sont exposées ainsi que les solutions technologiques classiques associées. Dans le troisième chapitre, une modélisation des puces IGBT est proposée afin d étudier leurs commutations en vue de leur commande. On propose également de prendre en compte les effets inductifs dus au câblage dans les boîtiers des modules IGBT. Afin de finaliser la modélisation des puces IGBT, nous proposons l étude du phénomène d avalanche dynamique présent sur certaines technologies de puces à l aide d équations simples puis de simulations par éléments finis. Enfin, nous proposons l analyse et la conception des fonctions élémentaires propres aux drivers d IGBT. Des méthodes de conception, des simulations et des résultats expérimentaux sont proposés. xii

13 Chapitre 1 Etat de l art des modules IGBT de puissance Dans ce chapitre, nous exposons l historique de la technologie de l IGBT 1 depuis ses débuts jusqu en 25. Les différentes structures de puce sont expliquées (PT 2, NPT 3,...) ainsi que les différentes technologies propres à certains constructeurs (CSTBT 4, IEGT 5,...) dans le but de clarifier les abréviations rencontrées dans la litterature. 1.1 Les convertisseurs statiques La plupart des convertisseurs modernes sont constitués d interrupteurs à base de composants à semiconducteur, d éléments passifs (inductances, capacités, résistances, transformateurs magnétiques et piezoélectriques) et de dissipateurs thermiques. La nature de l interrupteur dépend de la fréquence de découpage, du type de commutation (dure, ZVS 6, ZCS 7,...), du courant et de la tension commutés. Dans la majorité des cas, l objectif est de diminuer le temps de conception (et indirectement le coût), le poids et le volume du convertisseur tout en respectant les contraintes CEM 8. Ceci passe par un compromis entre : la topologie de l alimentation le type de commutation la fréquence de découpage 1 Insulated Gate Bipolar Transistor 2 Punch Through 3 Non Punch Through 4 Carrier Stored Trench gate Bipolar Transistor 5 Injection Enhancement Gate Transistor 6 Zero Voltage Switching 7 Zero Current Switching 8 Compatibilité Electro-Magnétique 1

14 1.2 Les semiconducteurs de puissance la nature du dissipateur thermique la nature des interrupteurs La figure 1.1 donne une bonne classification des applications des convertisseurs en fonction des courants et tensions mis en jeux. 1 Courant [A] Traction HVDC Alimentation à découpage Contrôle moteur Automobile Telecom Alimentations intégrées Modules IGBT Tension [V] FIG. 1.1 Classification des applications des convertisseurs statiques en fonction du courant commuté et de la tension bloquée des composants semiconducteurs [Bal96] 1.2 Les semiconducteurs de puissance Les composants de puissance commandables sont apparus dans les années 195 avec les premiers thyristors de puissance. Ils n ont cessé d évoluer et ont donné naissance au MOSFET 9 dans les années 197 et à l IGBT dans les années 9 Metal Oxyde Semiconductor Field Effect Transistor 2

15 1.3 Les modules IGBT de puissance 198 [Bal96]. Le MOSFET est très bien adapté pour les convertisseurs basse-tension et à fréquence élevée (inférieure à 1V et supérieure à 5kHz) alors que l IGBT est utilisé pour les tensions supérieures à 3V et des fréquences rarement supérieures à 2kHz. Les GTO 1 et thyristors sont dédiés aux applications haute tension (>1kV) fort courant (>1kA). La figure 1.2 résume cette classification de composants de puissance en fonction de la fréquence de commutation et du produit U.I des composants. FIG. 1.2 Classification des composants de puissance en fonction de la fréquence de découpage et le produit U.I des composants Les modules IGBT ont un domaine d application qui recouvre totalement celui des transistors bipolaires, partiellement celui des MOSFET et des GTO. C est pourquoi les modules IGBT sont des composants d avenir dans les fortes et moyennes puissances [Bal96]. 1.3 Les modules IGBT de puissance Historique de l IGBT Les transistors MOSFET permettent d obtenir des commutations rapides avec une commande qui nécessite peu d énergie. Ils présentent des chutes de potentiel élevés et donc des pertes en conduction importantes surtout pour les composants haute tension. Les transistors bipolaires ont une chute de tension à l état passant très faible surtout pour les hautes tensions mais ont des commutations lentes. Certains constructeurs ont voulu réunir dans un composant de puissance les avantages des MOSFET et des bipolaires. 1 Gate Turn Off thyristor 3

16 1.3 Les modules IGBT de puissance En 1982, General Electric dépose un brevet pour l IGR 11 et RCA pour le COM- FET 12. En 1983, Motorola propose la structure GEMFET 13. D autres noms sont associés à cette structure de composant : IGT 14, TGB 15 [Arn92], Bipolar MOS Transistor,...[Per4]. Depuis le début des années 199, les constructeurs utilisent couramment le nom d IGBT : Insulated Gate Bipolar Transistor Comportement physique d une cellule IGBT Le point de départ d une cellule IGBT est une cellule MOSFET à canal horizontal et à courant vertical (VDMOS). FIG. 1.3 Coupe schématique d une cellule IGBT à structure symétrique ou à base homogène Sur la figure 1.4, on montre le mouvement des trous et des électrons dans une cellule IGBT lors de la conduction. On fait apparaître la zone de charge d espace, la création d un effet JFET et du canal d électron sous la grille. Sur la figure 1.5, apparaissent les éléments constitutifs internes à cette structure. Tout d abord, un transistor bipolaire PNP qui a pour émetteur le collecteur de l IGBT. Ensuite, un transistor NPN qui a pour collecteur la zone de drain N. Un effet JFET est associé à la zone de charge d espace entre les caissons PP + près de l émetteur de l IGBT et augmente la résistivité interne de l IGBT. Les différentes résistances internes sont également associées aux types de couches. Sur la figure 1.6, on représente les circuits équivalents d une cellule IGBT. On voit apparaître sur la figure 1.6(a) une structure thyristor avec les transistors PNP 11 Insulated Gate Rectifier 12 COnductivity Modulated Field Effect Transistor 13 Gain Enhanced Field Effect Transistor 14 Insulated Gate Transistor 15 Transistor à Grille Bipolaire 4

17 1.3 Les modules IGBT de puissance FIG. 1.4 Conduction d une cellule IGBT - trajets des trous et des électrons FIG. 1.5 Schéma de principe d une cellule IGBT - éléments constitutifs et parasites 5

18 1.3 Les modules IGBT de puissance et NPN. Celle-ci ne doit pas être activée pour garder le contrôle de l ouverture de l IGBT par la grille. Collecteur Collecteur Rn(mod) N- Rn(mod) N- Grille Grille Rb P+ Emetteur Emetteur (a) (b) FIG. 1.6 Circuits équivalents d une cellule IGBT Pour que la structure thyristor N + PN P + ne s amorce pas (phénomène de déclenchement ou de verrouillage du thyristor parasite ou "latch-up"), il faut que la jonction base-émetteur du transistor NPN reste bloquée. Pour cela, on diminue le plus possible la résistance R b qui court-circuite la jonction base-émetteur du transistor NPN. Dans la pratique, le gain du transistor PNP est ajusté à.3 pour que 7% du courant passe par le MOSFET. Mais le gain du transistor PNP ne doit pas être trop diminué pour ne pas trop pénaliser la modulation de résistivité de la zone N et de ce fait la chute de tension à l état passant. Une technique simple pour diminuer la valeur de Rp consiste à doper plus fortement le caisson P au niveau des métallisations d émetteurs. Mais le dopage de cette zone P est limité pour ne pas changer la tension de seuil du canal. Une technique plus évoluée, mais largement répandue, consiste à utiliser des formes spécifiques de cellules pour repousser le déclenchement du thyristor parasite [Alo98] [Per4]. Par exemple, pour la forme en U, on introduit une résistance R 1 entre la source du MOSFET et l émetteur de l IGBT (figures 1.7 et 1.8). La chute de tension dans R 1 empêche la polarisation de la jonction base-émetteur du transistor NPN. Cette technique repousse le phénomène de verrouillage du thyristor mais a pour effet de réduire la valeur du courant de court-circuit [Alo98]. Cette technique se traduit par la forme géométrique des cellules d IGBT : sur la figure 1.8, apparaît la résistance R 1 entre le contact métallique d émetteur et la source du MOSFET. 6

19 1.3 Les modules IGBT de puissance FIG. 1.7 Schéma de principe pour repousser le verrouillage de l IGBT FIG. 1.8 Cellule en U pour répousser le verrouillage de l IGBT 7

20 1.3 Les modules IGBT de puissance Les différentes technologies de puces IGBT NPT - PT : description [Alo98] [Per4] Historiquement, il existe deux types de structures de cellules IGBT : NPT 16 et PT 17. La structure NPT étant apparue en 1982 et PT en 1985 [Bal96]. (a) (b) FIG. 1.9 Coupe schématique d une cellule IGBT NPT (a) et PT (b) Une cellule de type NPT est représentée figure 1.9(a). Pour des tensions supérieures ou égales à 12V, on peut utiliser directement une plaquette brute de type N. Il faut compter 1V par micromètre pour la tenue en tension de la couche N. L inconvénient est que pour les tensions inférieures à 12V, les plaquettes sont fines et nécessitent des machines à transport par coussin d air pour éviter les casses [Alo98] [Per4]. Pour la technologie NPT, la couche N est le substrat, la couche P + côté collecteur est réalisée par diffusion ou implantation et est peu épaisse. La tenue en tension directe bloquée est assurée par la zone épaisse N. Cette couche N épaisse confère à la puce IGBT une chute de tension à l état passant assez élevée. Ceci devient très pénalisant surtout pour la gamme des tensions bloquées inférieures à 12V. Mais, ce problème peut être résolu en utilisant une couche N plus fine. La quantité de charges stockées dans la zone N peut être contrôlée par la réduction du coefficient d injection 18 de trous en agissant sur l épaisseur et la concentration de la couche P +. Sur la figure 1.9(b), on représente une cellule de type PT. Le substrat est de type P + sur lequel on fait croître par épitaxie la couche N + (couche tampon) puis la couche N. Cela permet d avoir une couche N plus fine que pour la technologie NPT pour la même tenue en tension. Ceci est possible grâce à la décroissance rapide du champ électrique en polarisation directe dans la zone tampon N +. Mais, la tenue en tension d une cellule PT est dissymétrique contrairement à une cellule 16 Non Punch Through : structure symétrique 17 Punch Through : structure asymétrique 18 rapport entre le courant total et le courant de trous au niveau de la couche P + côté collecteur 8

21 1.3 Les modules IGBT de puissance de type NPT. Une structure PT offre une chute de tension à l état passant très faible grâce à la faible épaisseur de la zone N mais nécessite soit une injection de métaux lourds soit une irradiation de la zone N pour créer des centres de recombinaison pour accélérer la recombinaison des trous (porteurs minoritaires de la zone N ) lors de l ouverture de l IGBT (queue de courant) mais au détriment du V cesat. NPT - PT : comparaison, comportement Dans cette partie, on montre les différences de comportement pour des IGBT PT et NPT pour des tensions comprises entre 6V et 12V. Les courbes et analyses sont tirées de la publication [She3] qui donnent des résultats pour des IGBT PT et NPT "trench gate" (voir page 1). La technologie PT permet d avoir des pertes faibles en conduction alors que la technologie NPT offre des pertes faibles en commutation. Mais la liaison entre ces deux technologies se fait à l avantage de la structure NPT. La figure 1.1(a) résume ces tendances. La structure NPT est fabriquée avec la technique "transparent anode" et permet de contrôler la concentration des porteurs du côté de l anode (collecteur) sans avoir une grande répercussion sur la concentration des porteurs du côté de la cathode (émetteur) ce qui est bon pour le compromis V cesat /E o f f. Sur une structure de type PT, le substrat est la couche P + du collecteur, l épaisseur est limitée par les procédés de fabrication pour des raisons mécaniques, son dopage ne peut pas être inférieur à une certaine valeur (environ 1 18 cm 3 ) à cause de la résistance de cette couche. De plus, il est difficile de bien maîtriser le dopage et l épaisseur de la couche tampon N +. Il faut utiliser une technique d irradiation d électrons de la couche N pour limiter les pertes en commutation. Mais, la durée de vie des trous est améliorée côté collecteur et malheureusement aussi côté émetteur de la zone N ce qui a pour effet d augmenter le V cesat (figure 1.1(a)). Eoff Sans Irradiation PT Trench IGBT Avec irradiation Eoff PT NPT NPT Vcesat Tj (a) (b) FIG. 1.1 Comportement des technologies PT et NPT On voit que la technique "transparent anode" pour les IGBT NPT donne un meilleur résultat que la technique d irradiation pour les IGBT PT. Pour améliorer 9

22 1.3 Les modules IGBT de puissance les pertes à l ouverture de la structure PT, on peut également utiliser l implantation ionique qui permet de concurrencer la structure NPT. Sur la figure 1.1(b), on note que la structure PT est sensible à la température au niveau des pertes à l ouverture (E o f f ). Sur la figure 1.11, on montre que la structure PT est instable thermiquement avant la structure NPT dans les mêmes conditions de test. Tj PT NPT F FIG Comportement en température des cellule NPT et PT en fonction de la fréquence de commutation La structure NPT permet de tenir plus longtemps le court-circuit que la structure PT. Ceci s explique par le fait que la zone N de la structure PT est plus fine que celle de la structure NPT. La température croît plus rapidement dans la zone N de la structure PT. Dans [She3], une simulation montre que la température maximale pour la structure NPT est de 52K et de 75K pour la structure PT lors d un court-circuit. Trench gate La structure "trench gate" est apparue en 1987 pour les IGBT [Bal96]. Cette technologie permet d éliminer l effet JFET entre les cellules IGBT : voir figure La chute de tension à l état passant de l IGBT est améliorée pour la technologie trench gate. Par ailleurs, la résistance de canal (R canal ) est réduite. La largeur de la grille est plus petite qu en technologie planar et permet une meilleure densité de courant. De plus, le courant de "latch-up" est amélioré [Mot98]. L inconvénient de cette technologie est que la capacité grille-émetteur augmente et de ce fait change le comportement dynamique de l IGBT [Mal1]. 1

23 1.3 Les modules IGBT de puissance (a) (b) FIG Coupes schématique de cellules planar et trench gate Field Stop, Light Punch Through, Soft Punch Through A partir de la structure PT, les concepteurs de puce IGBT ont eu l idée d utiliser la couche N comme substrat fin, une couche tampon N et une couche P + pour l injection de trous (figure 1.13). FIG Coupe schématique d une cellule IGBT Field Stop et profil du champ électrique lors d une polarisation directe bloquée Cette structure est appelée Field Stop (FS) par Eupec et Fuji. La fine couche N "Field Stop" faiblement dopée modifie l injection de trous de la couche P (côté collecteur) et permet de stopper le champ électrique de la zone N en polarisation directe bloquée : voir figure 1.13 pour le profil du champ électrique théorique de la structure Field Stop. Le tableau 1.1 compare les différentes structures de cellule 11

24 1.3 Les modules IGBT de puissance Couche P côté collecteur PT NPT FS Fortement dopée, forte injection dans la couche N Faiblement dopée Zone de drain N Fine : épitaxiée Moyennement épaisse Couche additionnelle Stoppe le champ Pas de couche N N électrique à l état bloqué Carrier lifetime Méthodes pour Durée de vie non accélérer la optimisée recombinaison Faiblement dopée Fine : substrat fin Permet de stopper le champ E à l état bloqué Durée de vie non optimisée TAB. 1.1 Comparaison des cellules PT, NPT et FS pour une tenue en tension identique IGBT : NPT, PT, FS. De par sa nature, la structure FS ne présente plus de queue de courant et sa chute de tension à l état passant est faible. Lors de l ouverture de l IGBT, le champ électrique atteint la couche tampon "Field Stop" ce qui permet de réduire le phénomène de queue de courant [Las]. Cette même technologie est utilisée par Mitsubishi mais est appelée LPT : Light Punch Through [Nak]. De son côté, ABB propose une structure Soft Punch Through (SPT) qui est identique aux structures FS et LPT [Rah1]. IEGT - CSTBT - HiGT Toshiba a développé l IEGT (Injection Enhancement Gate Transistor) pour combiner la chute de tension du GTO et l excellente performance de commutation de l IGBT [Mur1] [Tso4]. La structure de l IEGT est la même que celle de l IGBT avec un profil de dopage différent pour la zone de drain N. La figure 1.14 montre une cellule IGBT PT Trench Gate et le profil de dopage de la zone N. La figure 1.15 montre une cellule IEGT Trench Gate et le profil de dopage de la zone N N +. De son côté, Mitsubishi Electric propose une structure d IGBT : CSTBT (Carrier Stored Trench gate Bipolar Transistor) qui a pour but de réduire la chute de tension à l état passant sans détériorer les pertes à l ouverture. Cette structure est la même qu une structure "PT Trench Gate" avec une couche N ajoutée côté émetteur : couche "Carrier Stored N Layer" [Tak] [Iur1]. Sur la figure 1.16, on représente une cellule IGBT LPT CSTBT : Light Punch Through CSTBT. De même, Hitachi propose la structure HiGT (High conductivity IGBT) qui est basée sur le même principe que l IEGT et le CSTBT : une couche N est ajoutée côté émetteur sur une cellule planar. La 12

25 1.3 Les modules IGBT de puissance FIG Coupe schématique d une cellule IGBT Trench Gate et profil de dopage FIG Coupe schématique d une cellule IEGT Trench Gate et profil de dopage 13

26 1.3 Les modules IGBT de puissance FIG Coupe schématique d une cellule LPT CSTBT et profil de dopage figure 1.17 montre une cellule d un HiGT. On note que cette structure est proche de FIG Coupe schématique d une cellule HiGT et profil de dopage la structure de l IEGT de Toshiba. Les profils de concentration de dopage sont très proches pour ces deux structures. Elles ont l avantage d avoir une chute de tension 14

27 1.3 Les modules IGBT de puissance à l état passant réduite grâce à la couche "carrier stored" pour l IGBT CSTBT et au dopage augmenté de la couche N côté émetteur pour l IEGT Les différents types de boîtiers des modules IGBT Le rôle du boîtier Le boîtier a pour rôle d assurer la liaison électrique entre les puces diodes et IGBT, l isolation électrique entre les différentes connexions des modules et le maintien mécanique de l ensemble. Ceci doit être réalisé en optimisant les transferts thermiques de la puce IGBT vers l extérieur du boîtier et réduire les inductances parasites. La figure 1.18 montre quelques boîtiers de modules IGBT. FIG Différents types de boîtiers de modules IGBT Dans la plupart des cas, les modules IGBT sont soit en boîtier plastique (avec semelle métallique), soit en boîtiers "press-pack". Ces deux technologies sont les plus répandues pour les IGBT disponibles dans le commerce. Nous détaillons ces deux technologies. Boîtiers plastiques Le problème de base de la mise en boîtier des puces IGBT et diode est d avoir un bon compromis entre la fiabilité et l évacuation des pertes des puces vers l extérieur. Ce compromis va conduire au choix des isolants, des semelles métalliques et des soudures. 15

28 1.3 Les modules IGBT de puissance La figure 1.19 montre la structure d un boîtier de module IGBT. On voit apparaître la semelle (baseplate) qui garantit la rigidité mécanique de l ensemble et le transfert thermique de l intérieur vers l extérieur du boîtier ; les couches d isolants entre les puces de silicium et la semelle pour l isolation galvanique des boîtiers ; les "bondings" et les connexions vers l extérieur. FIG Coupe schématique d un module IGBT monté sur radiateur La fiabilité des modules IGBT en boîtier plastique est limitée par la fatigue des soudures entre "bondings" et puces IGBT ; entre puces IGBT et isolant puis entre isolant et semelle. Pour les brasures entre "bondings" et puces, des forces électromagnétiques se créent à chaque impulsion de courant (voir figure 1.2). Le cisaillement se situe sous le "bonding" sur la métallisation de la puce (7 micromètre d épaisseur) au talon de la soudure. La granulométrie de l aluminium des métallisations augmente et la liaison se dégrade puis se rompt. Par expérience, la soudure ultrasonique est meilleure que la thermo-compression [Alo98]. Les soudures "puce - isolant" et "isolant - semelle" sont soumises à des contraintes mécaniques si les coefficients de dilatation thermiques sont différents entre les matériaux à souder. La figure 1.21 montre le type de déformation propre à un empilage de trois matériaux. On peut calculer la contrainte S au centre de la puce par [Alo98] : 16

29 1.3 Les modules IGBT de puissance FIG. 1.2 Connexion par bonding Si soudure isolant T Si soudure isolant T FIG Déformation d un empilage à cause de dilatations thermiques 17

30 1.3 Les modules IGBT de puissance S = D α T E 2 es D : Diagonale de la puce α : Différence de coefficient de dilatation Si-brasure T : Différence de température entre les deux matériaux E : Module d élasticité Young du matériau es : Epaisseur de la brasure (1.1) On distingue trois types de brasures : brasure élastique : (dite brasure dure) à base de molybdène, a pour avantages d avoir un coefficient de dilatation identique au silicium et un coefficient d élasticité élevé. brasure tendre : à base de plomb, d étain et d argent avec des alliages de métaux comme l indium et l antimoine. colle epoxy chargée d argent : pratique mais sa fiabilité reste à être éprouvée. Pour les isolants, on distingue plusieurs matériaux utilisés dans l industrie : alumine (Al 2 O 3 ) ; berylium (BeO) ; nitrure d aluminium (AlN). Pour les semelles, on utilise couramment le cuivre pour obtenir une bonne conductivité thermique et l AlSiC 19 (mélange d aluminium et de carbure de silicium) pour une bonne fiabilité lors de cyclages thermiques. Le mode de défaillance des soudures est dû à la fatigue thermique sous l effet de cyclage thermique. Les structures d empilage se déforment selon des cycles imposés par les pertes dans le composant. On rencontre le plus souvent les phénomènes de fatigue thermique dans les modules IGBT utilisés pour la traction. On utilise alors des semelles AlSiC avec isolant AlN 2. Le tableau 1.2 montre les coefficients des matériaux utilisés pour l électronique de puissance. Les figures suivantes montrent la composition du module Eupec FZ12R33KF2. Ce composant constitue un seul IGBT avec diode anti-parallèle. Il est constitué de six zones chacune constituée de quatre puces IGBT 5A et deux puces diode de 1A : voir figure Sur la figure 1.23, on montre plus en détail une zone constituée de deux puces IGBT et une puce diode. On voit apparaître plus clairement les systèmes de connexion en bus-barre et par "bonding". Sur la figure 1.24, on fait apparaître l empilage des puces, de l isolant et de la semelle. On distingue difficilement les soudures (couches très fines). 19 Aluminium + Carbure de Silicium 2 Nitrure d Aluminium 18

31 1.3 Les modules IGBT de puissance matériaux Coefficient de dilatation [ppm/ C] Module Young [GPa] Charge rupture [MPa] Acier (Fe+C) Aluminium (Al) Antimoine (Sb) 11 Cuivre (Cu) Etain (Sn) Fer (Fe) Germanium (Ge) 6 2 Kovar (Ni+Fe) Molybdène (Mo) Nickel (Ni) Or (Au) Plomb (Pb) Silicium (Si) Tungstène (W) Tantale (T) 6.5 soudures Au + 2 Sn Au + 3 Si PbAgIn 28 Pb + 5 Sn 13 1 Sn Ag Sb Sn + 1 Ag Sb Sn + 25 Ag Sb SnSb 26 isolants Mica 3 Quartz (SiO 2 ) Alumine (Al 2 O 3 ) Berylium (BeO) Nitrure d aluminium (AlN) 6 de Limite élastique [MPa] TAB. 1.2 Propriétés mécaniques des matériaux de l électronique de puissance 19

32 1.3 Les modules IGBT de puissance FIG Module IGBT FZ12R33KF2 avec et sans boîtier plastique FIG Puces IGBT et diodes FZ12R33KF2 2

33 1.3 Les modules IGBT de puissance FIG Empilage des couches puces - isolant - semelle FZ12R33KF2 Boîtiers "press-pack" Nous avons vu dans le paragraphe précédent que l empilage puce - isolant - semelle est soumis à des contraintes mécaniques lors de cyclages thermiques menant à la détérioration des soudures (et des résistances thermiques de ce fait). De même pour les bondings qui sont soumis à des forces électromagnétiques et contraintes thermiques. A partir de ce constat, il est intéressant de supprimer les soudures. C est possible grâce à la technologie "press-pack" qui élimine les soudures grâce à une pression permanente en fonctionnement par le système de "clamp". Cette solution est utilisée pour les diodes, thyristors, IGCT et IGBT dans le cadre d applications de traction par exemple où les problèmes de cyclage thermique sont les plus sévères. [Sch1] présente une description d un IGBT press-pack 6.5kV - 65A. Il est constitué de 21 puces IGBT en parallèle. Une puce est représentée figure 1.25 avec les connexions métalliques. FIG Coupe d un IGBT press-pack Grâce à cet empilage, la résistance thermique du composant est améliorée par 21

34 1.4 Bilan et perspectives FIG Montage press-pack rapport à un boîtier plastique car un radiateur est présent sur les deux faces du composant. La résistance thermique du composant dépend de la force de serrage du "clamp" [Eva99]. La figure 1.26 montre un montage de composant press-pack avec les radiateurs et le clamp Les diodes des modules IGBT Dans les modules IGBT de puissance, les diodes sont montées en anti-parallèle. Elles jouent le rôle de roue-libre dans les onduleurs de tension à commutation dure dans la plupart des applications. Elles doivent supporter la même tension que les puces IGBT, avoir une chute de tension la plus faible possible, avoir un recouvrement le plus faible possible pour minimiser les pertes à la fermeture de l IGBT. Les diodes jouent un rôle important dans la performance du module IGBT (pertes en commutation et conduction). La technologie des puces diode évolue en même temps que celle des puces IGBT car les performances du module IGBT dépendent des puces diodes et IGBT. 1.4 Bilan et perspectives Les constructeurs proposent à l heure actuelle une large gamme de produits qui permet au module IGBT de trouver sa place dans bon nombre d applications. Pour représenter l état actuel (25) des possibilités des modules IGBT, on propose le graphique de la figure 1.27 qui donne les courants coupés maximums en fonction des tensions de blocage pour trois types de modules IGBT : 22

35 1.4 Bilan et perspectives single : module IGBT simple dual : module IGBT double six-pack : module IGBT pour onduleur triphasé Ce graphique est donné pour le constructeur Eupec. Il donne un bon aperçu de l état actuel du marché de l IGBT. 4. ka Courant coupé maximal [A] 3.5 ka 3. ka 2.5 ka 2. ka 1.5 ka 1. ka 5. A single dual six pack. A V 1 kv 2 kv 3 kv 4 kv 5 kv 6 kv 7 kv Tension bloquée maximale[v] FIG Gamme de modules IGBT du constructeur Eupec, boîtiers single, dual et six-pack On remarque que les possibilités à venir sont importantes, notamment pour les boîtiers "dual" qui représentent une part de marché très importante. En effet, ces boîtiers sont parfaitement adaptés pour la réalisation d onduleurs. Les boîtiers "single" 65V-6A ont un intérêt pour les applications haute-tension pour s affranchir de la mise en série de composants. Les boîtiers "six-pack" sont intéressants pour la réalisation compacte d onduleurs triphasés à tension réseau (réseau 38V). Les avancées technologiques se situent sur la tenue en tension des modules (modules 65V commercialisés à l heure actuelle) et l optimisation du compromis pertes en commutation - pertes en conduction des modules 12V - 17V - 33V. En effet, comme vu précédemment (paragraphe page 8), les constructeurs se sont lancés dans une course aux dénominations des technologies de puce (FS, LPT, SPT, IEGT, CSTBT, HiGT) qui ont toutes le même objectif : réduction des pertes et amélioration de la fiabilité des modules. Du point de vue de la tenue en tension, l avancée de la technologie silicium semble être faible. Pour comparaison, le plus gros calibre en tension pour les diodes de redressement est de 1kV. Le prochain saut technologique se situe certainement dans le camp du carbure de silicium (SiC) qui permettrait à long terme de dépasser les limites actuelles du silicium malgré le problème de mobilité du SiC compro- 23

36 1.5 Conclusion mettant pour l IGBT. 1.5 Conclusion Le début du chapitre a été consacré à l historique de l IGBT et à son comportement physique. Ensuite, nous avons vu les différentes technologies de cellule IGBT dont les principales sont : punch through, non punch through et trench gate. Les nouvelles structures et technologies de cellules ont été exposées pour clarifier les termes propres à chaque constructeurs (FS, IEGT, CSTBT, HiGT... ). Enfin, nous avons décrit les principaux avantages et inconvénients des boîtiers plastiques et press-pack. Dans le chapitre suivant, nous présentons le composant indissociable au module IGBT : le driver d IGBT. 24

37 Chapitre 2 Etat de l art des circuits de commande d IGBT Dans ce chapitre, nous présentons l environnement et les fonctions associées aux circuits de commande des modules IGBT. Pour chaque fonction, nous exposons les objectifs à atteindre puis les solutions technologiques employées et envisageables. 2.1 Description des circuits de commande d IGBT dans leur environnement Le circuit de commande de module IGBT est communément appelé "driver". Nous gardons cette dénomination pour la suite du manuscrit. La définition d un driver de module IGBT est relativement simple : c est un circuit qui doit piloter tout type de module IGBT dans tout type de convertisseur statique (hacheur, onduleur, redresseur commandé, convertisseur matriciel,...). Le pilotage consiste à provoquer et contrôler les passages de l état bloqué à l état passant. Dans l objectif d intégrer ce produit dans les convertisseurs industriels, il faut avoir comme objectif de réaliser un driver dont le prix est en accord avec ceux des modules IGBT et des convertisseurs. Ceci passe par l utilisation des solutions technologiques fiables et peu coûteuses. Pilotage : Le driver a pour rôle de piloter un module IGBT en fonction des ordres qu il reçoit d une commande globale (voir figure 2.1). Le module IGBT peut être composé d un bras d onduleur avec diodes de roue libre ou bien d un seul IGBT avec diode de roue libre (figure 2.2). Sécurité : Le driver doit effectuer la sécurité rapprochée du module qu il pilote pour améliorer sa survie en cas de défaut. En cas de sur-intensité dans le composant de puissance 25

38 2.1 Description des circuits de commande d IGBT dans leur environnement FIG. 2.1 Synoptique commande - driver - module IGBT - convertisseur statique (a) (b) FIG. 2.2 Topologie de modules IGBT double et simple 26

39 2.2 Commande de grille des modules IGBT par exemple, le driver doit couper l IGBT et envoyer une information d erreur à la commande globale. En cas d ouverture en court-circuit, le driver doit piloter l ouverture de l IGBT de telle manière que sa tension V ce ne dépasse pas sa tension de claquage. Des mesures et estimations de température peuvent être effectuées pour la sécurité thermique des modules IGBT. Des sécurités en di/dt et dv/dt peuvent être implantées pour compléter les sécurités en court-circuit et sur-intensité. Isolation galvanique : Pour répondre à tous les types de module IGBT et tous les types de convertisseurs statiques, les ordres qui proviennent de la commande globale et appliqués sur la grille de l IGBT concerné doivent être isolés galvaniquement. La qualité de cette isolation galvanique tient dans sa tenue en tension statique qui permet de piloter des IGBT à des potentiels flottants (3V, 6V, 8V, 15V, ) et également à ses caractéristiques dynamiques qui donneront au driver la possibilité de piloter des modules IGBT de plus en plus rapides sans problèmes de CEM (dv/dt) sur l électronique du driver. La commande de grille nécessite une puissance pour ouvrir et fermer l IGBT (charge et décharge des charges stockées dans la grille de l IGBT). Il faut donc transmettre cette puissance avec une isolation galvanique du potentiel de la commande globale au potentiel flottant (ou non flottant) de l IGBT. La qualité de cette alimentation isolée est soumise aux mêmes caractéristiques que la transmission d ordre : il faut tenir la tension statique et minimiser les capacités de couplage entre le primaire et le secondaire de l alimentation isolée. Les capacités parasites entre le primaire et les secondaires ont pour effets de générer des courants de mode commun lors des variations de tension sur les secondaires. Ces courants circulent au primaire du driver et au niveau de la commande globale. Ils peuvent perturber l électronique au primaire du driver et au niveau de la commande globale et ensuite provoquer des dysfonctionnements. Pour synthétiser les caractéristiques précédentes, on représente figure 2.3 le synoptique d un driver de module IGBT. On fait apparaître la notion de primaire et secondaire pour l isolation galvanique. Dans la suite de ce chapitre, nous présentons les quatre grandes fonctionnalités des drivers de modules IGBT : commande de grille protection des modules IGBT transmission des ordres transmission de puissance 2.2 Commande de grille des modules IGBT Le but principal de la commande de grille est de faire commuter l IGBT (charge et décharge de la grille de l IGBT, élément à comportement capacitif). Ensuite, différentes contraintes viennent s ajouter : 27

40 2.2 Commande de grille des modules IGBT FIG. 2.3 Synoptique du driver d IGBT contrôle de la vitesse de commutation respect des aires de sécurité des composants de puissance minimisation des pertes en conduction et commutation A partir de la fonction principale et des contraintes précédentes, on aboutit à une multitude de solutions : commande en tension commande en courant commande mixte (tension et courant) commande en tension avec plusieurs résistances commutables commande en tension et courant avec valeurs ajustables dans le temps commande à résonance Commande en tension La commande en tension consiste à faire commuter l IGBT avec une source de tension commutable (deux états stables possibles) et une (ou deux) résistance(s) de grille. La source de tension V g passe de V dd à V cc pour la fermeture et de V cc à V dd pour l ouverture : la figure 2.4 représente cette solution. Nous nous intéressons aux solutions technologiques pour réaliser la source commutable V g. Nous disposons de deux sources de tension aux valeurs V cc et 28

41 2.2 Commande de grille des modules IGBT (a) (b) FIG. 2.4 Commande de la grille en tension V dd qu il faut commuter sur la résistance de grille de l IGBT à l aide d interrupteurs commandés. Nous disposons de composants commandables de type bipolaire et MOSFET. Suite aux travaux de thèse réalisés par Mohamad Kheir El Chieckh [EC95], nous exposons la liste des solutions possibles en technologie bipolaire et MOSFET : figure 2.5. Les signaux de commande a et b permettent de faire commuter indépendamment l un ou l autre des interrupteurs de la structure. Le secondaire du driver doit générer les signaux de commande a et b en fonction des ordres reçus provenant du primaire. Push-pull à bipolaire : Les deux transistors bipolaires sont utilisés en suiveur de tension. Le gain en courant β permet aux sources de tensions a et b de ne pas fournir un courant trop important dans les bases des transistors bipolaires lors des impulsions du courant de grille. Les potentiels a et b doivent être reliés, la commande de cette structure nécessite une seule tension de commande qui commute entre V cc et V dd. Push-pull inversé à bipolaire : Les deux transistors sont utilisés en régime de saturation. Un courant est extrait de la base de T 1 pour la fermeture de l IGBT et un courant est injecté de la base de T 2 pour l ouverture de l IGBT. Cette solution nécessite un système de temps mort pour éviter de court-circuiter les sources V cc et V dd. Totem pole à bipolaire : Le transistor T 1 fonctionne en suiveur de tension et T 2 en régime de saturation. Cette structure est utilisée en sortie des circuits TTL. Le pilotage de cette structure ne pose pas de problème. Push-pull à MOSFET : Cette structure ne permet pas de piloter convenablement une grille d IGBT. Sur la figure 2.6, on représente la charge d une capacité C via une résistance R avec un transistor MOSFET. 29

42 2.2 Commande de grille des modules IGBT (a) (b) FIG. 2.5 Commande de grille en technologie bipolaire et MOSFET 3

43 2.2 Commande de grille des modules IGBT FIG. 2.6 Charge d une capacité avec un transistor MOSFET On suppose que la tension V gm ne peut pas dépasser la tension d alimentation V cc pour des raisons évidentes de simplicité de la solution. Au temps t =, le condensateur C est initialement déchargé (V c = ) et la tension V gm =. Au temps t = +, la tension V gm passe de V à V cc quasi instantanément. Le MOSFET entre en conduction et charge la capacité C. La tension V c croît à partir de V et atteint la valeur d équilibre V c = V cc V th (V th : tension de seuil du transistor MOSFET). Or ceci n est pas acceptable car la tension finale de V c peut atteindre 11V au lieu de 15V (V cc ) par exemple ce qui ne permet pas de minimiser la tension de saturation de l IGBT (V cesat = f (V ge,i c )) piloté par cette structure. Push-pull inversé à MOSFET : Les deux transistors sont utilisés en commutation et permettent d obtenir des temps de montée et descente de T 1 et T 2 très faibles. Un système de temps mort sur les commandes a et b permet d éviter de court-circuiter les sources V cc et V dd. Totem pole à MOSFET : Pour les mêmes raisons que le push-pull à MOSFET, le totem pole à MOSFET ne permet pas de piloter convenablement une grille d IGBT Commande en courant La commande en courant consiste à faire commuter l IGBT avec une source de courant. La source doit pouvoir fournir un courant positif et négatif avec une tension aussi bien positive et négative (source quatre quadrants). Des écrêteurs de tension sont ajoutés en parallèle sur la grille de l IGBT pour limiter la tension V ge : voir figure 2.7. Or, cette solution n est pas réalisable telle qu elle est présentée sur la figure 2.7. Il faut utiliser une source de courant et un puits de courant que l on commute 31

44 2.2 Commande de grille des modules IGBT FIG. 2.7 Commande de grille en courant et diodes zener pour la fermeture et l ouverture de l IGBT (voir figure 2.8). FIG. 2.8 Commande en courant avec une source de courant I s et un puits de courant I p, interrupteurs commandables a, b, c et d Cette solution nécessite une synchronisation parfaite entre le interrupteurs a, b, c et d pour que les sources de courant soient toujours connectées sur une charge. Il faut noter également que cette solution est très coûteuse car elle dissipe en 32

45 2.2 Commande de grille des modules IGBT permanence la puissance I s.v DZ1 quand l IGBT est fermé et I p.v DZ2 quand l IGBT est ouvert. Une source de courant peut être réalisée par une source de tension et résistance en série. La valeur de la source de tension doit être supérieure à la tension de charge de la grille de l IGBT (figure 2.9). (a) (b) FIG. 2.9 Source de courant à partir d une source de tension Les diodes zener D Z1 et D Z2 limitent la tension de grille. Cette solution consomme énormément de puissance car la source de tension débite en permanence dans la résistance R g et les diodes zener en régime permanent. Cette solution est envisageable pour la simulation ou pour la caractérisation de composants mais pas pour un driver industriel pour des raisons évidentes de consommation Commande mixte Nous voyons que la commande par générateur de courant pose quelques problèmes de consommation lors des régimes permanents sur la tension de grille de l IGBT. Ce problème peut être contourné en associant des générateurs de courant pour les phases transitoires et des générateurs de tension pour les régimes permanents. Cette solution est illustrée figure 2.1. Lors de la phase transitoire de charge de la grille de l IGBT, on commence par fermer b, ouvrir a et e ( f et c ouverts, d fermé). La grille se charge à courant constant ce qui permet de maîtriser les gradients des grandeurs V ce et I c sur charge inductive. Lorsque la tension V ge est proche de V +, on ferme a et e, on ouvre b pour que la tension de grille finisse de se charger à la tension V + via la résistance R. Lorsque la tension V ge a atteint la valeur V +, le courant de grille est quasi nul et la consommation du circuit de charge est quasi nulle. Cette solution nécessite la gestion de six interrupteurs (a, b, c, d, e et f ) qui représente une des difficultés de ce circuit. Par souci d optimisation de la commutation de l IGBT, on peut extrapoler la solution précédente avec plusieurs sources de courant et de résistances de grille. Ceci peut être utile pour maîtriser indépendamment les gradients de V ce et I c. La figure 2.11 illustre une des nombreuses possibilités. 33

46 2.2 Commande de grille des modules IGBT FIG. 2.1 Commande mixte, source de courant I s et puits de courant I p, interrupteurs commandables a, b, c et d FIG Commande mixte généralisée 34

47 2.2 Commande de grille des modules IGBT Commande en tension avec plusieurs résistances de grille Pour maîtriser indépendamment les vitesses de variation de V ce et I c sur un IGBT sur charge inductive et avec une commande de grille en tension, une des méthodes consiste à utiliser plusieurs résistances de grille que l on connecte en fonction de l état de commutation de l IGBT. On illustre cette méthode sur la figure 2.12 qui permet de mettre en conduction l IGBT avec trois résistances de grille et d effectuer l ouverture avec une résistance. FIG Commande de grille avec plusieurs résistances de grille Cette solution permet d améliorer les pertes à la mise en conduction de l ordre de 2% par rapport à une commande avec une seule résistance de grille [Man3]. Lors de la charge de la grille de l IGBT, la tension V ge est initialement à la valeur V. Tant que la tension V ge reste inférieure à V th (tension de seuil de l IGBT), on commute la résistance de grille R 1 (valeur très faible) pour charger très rapidement la grille. Ensuite, lorsque V ge dépasse la valeur V th, le courant I c croît et la résistance de grille est R 2 (valeur forte) pour limiter les valeurs de di c /dt et du courant de recouvrement de la diode de roue libre qui induit des pertes importantes dans l IGBT. Lorsque la commutation du courant est terminée, la diode se bloque et la tension V ce décroît. La résistance de grille est R 3 (valeur moyenne) pour accélérer la décroissance de la tension V ce pour minimiser les pertes en commutation. La figure 2.13 montre les chronogrammes de cette solution. Cette solution est effectivement très efficace pour réduire les pertes en commutation à la mise en conduction mais nécessite une mise en oeuvre importante. Il faut détecter le début et la fin de la commutation en courant de la diode Conclusion Nous venons de voir que la commande de grille peut être réalisée avec plusieurs solutions (commande en tension, courant, mixte). La commande en tension est 35

48 2.2 Commande de grille des modules IGBT FIG Oscillogramme d une commande de grille avec plusieurs résistances de grille 36

49 2.3 Protections des modules IGBT la plus simple à mettre en oeuvre dans l optique de la conception de circuits de commande à utilisation industrielle. En effet, la commande en courant nécessite de dissiper une puissance importante ou de gérer un système d interrupteurs qui augmente la complexité de commande. Dans le chapitre 4, nous verrons que la commande de grille en tension permet d obtenir de bonnes performances pour les commutations en fonctionnement normal (section 4.2 page 141) et de limiter la surtension sur le collecteur lors de l ouverture en régime de surintensité avec l aide d une troisième résistance de grille (section 4.3 page 162). 2.3 Protections des modules IGBT La destruction d un module IGBT peut avoir des conséquences importantes des points de vue matériel, financier et humain. Lors d un dysfonctionnement, un module IGBT peut exploser et prendre feu. Il peut endommager le matériel environnant et éventuellement détruire la totalité de l installation électrique dans laquelle le module IGBT est implanté. Il s avère indispensable de protéger les modules IGBT par leurs systèmes de pilotage Causes de destruction de modules IGBT La principale cause de destruction de modules IGBT est thermique. L élévation de température excessive du composant provoque un changement physique des puces IGBT et diodes qui entraîne un comportement irréversible du composant [Amm98]. L élévation anormale de la température peut être provoquée de différentes manières : cyclage et fatigue thermique : l augmentation des résistances thermiques des modules IGBT due au cyclage thermique engendre une augmentation anormale de la température du module IGBT en fonctionnement normal [Coq99]. Les brasures se fragilisent lors des cycles de température. Le contact surfacique se dégrade et le transfert thermique diminue (résistance thermique locale augmente). La température et l excursion de température augmentent jusqu à arriver à la destruction du module. court-circuit : en cas de court-circuit, la puissance dissipée par les puces IGBT est énorme. La température croît très rapidement. Sans protection, le module IGBT est détruit en un temps assez court : de quelques µs à quelques dizaines de µs. amorçage dynamique : la structure quatre couches de l IGBT peut être amorcée de façon irréversible lors de forts dv/dt sur le composant. Le composant n est plus commandable à l ouverture par la grille et est voué à une mort rapide. avalanche : lors de l ouverture des modules IGBT, une surtension est observée, elle est due à la décroissance du courant dans les inductances de câblage. 37

50 2.3 Protections des modules IGBT Cette surtension peut atteindre la tension limite du composant et provoquer l avalanche de celui-ci. L énergie d avalanche et la répétitivité du phénomène engendre une augmentation rapide de la température des puces diodes et IGBT Protection thermique La protection thermique permet de protéger les modules IGBT contre l élévation trop importante de la température moyenne. Cette protection ne permet pas de détecter l élévation de température due à un court-circuit (constante de temps trop faible lors d un court-circuit). Elle permet de détecter si la température moyenne de certaines puces IGBT ou diode est trop élevée. Pour cela, on mesure la température d une puce IGBT en fonctionnement, de même pour une puce diode. On mesure également la température à l intérieur du module IGBT ou bien à l extérieur sur le système de refroidissement du module : figure FIG Différents points de mesure de température pour la protection thermique des modules Mesure de la température du système de refroidissement : C est la solution la plus simple envisageable pour détecter une température trop importante des puces diodes et IGBT. On suppose que la température du dissipateur (ou du système de refroidissement) est l image de la température moyenne des puces diodes et IGBT. Si la température du dissipateur dépasse une valeur donnée, le driver ouvre les IGBT et envoie une information de défaut à la commande globale (figure 2.1 page 26). Mesure de la température du boîtier de l IGBT : Pour être plus précis sur la mesure de température des puces, on mesure la température du boîtier du module IGBT. Pour cela, on utilise la thermistance 1 intégrée à certains modules IGBT. Elle permet de donner une estimation de température du boîtier du module grâce aux relations suivantes : 1 composant passif en semiconducteur 38

51 2.3 Protections des modules IGBT Pour une thermistance NTC 2 ( R(T ) = R(T ).exp B.( 1 T 1 ) ) T Pour une thermistance PTC 3 R(T ) = R(T ).exp (B.( 1T 1T ) ) Dans la pratique, on utilise un générateur de courant ou un pont diviseur résistif pour avoir une tension image de la résistance R, donc une image de la température de celle-ci (figure 2.15). Si la température de la thermistance dépasse une valeur fixée, le driver doit ouvrir les IGBT et envoyer une information de défaut à la commande globale. La figure 2.16 montre un module IGBT "six pack" FS225R12KE3 (module IGBT pour onduleur triphasé 12V - 225A) et sa thermistance intégrée au module. FIG Schémas électriques de polarisation de thermistances des modules IGBT Estimation d une température de jonction des puces IGBT et diode : Les deux méthodes exposées précédemment ont le mérite d être faciles à mettre en oeuvre. Mais, on ne peut pas mesurer avec précision la température des puces diodes et IGBT avec ces deux méthodes. Nous exposons une méthode développée par Cyril Buttay [But3]. Elle permet d estimer la température et le courant des MOSFET dans un bras d onduleur sur charge inductive. On peut envisager d utiliser cette méthode dans le cas des IGBT : on considère le bras d onduleur de la figure On suppose que la tension V d1 de la puce d 1 dépend de la température T (quand la diode est passante) et du courant qui la traverse (i d1 ). De même, on suppose que 2 Coefficient de température négatif 3 Coefficient de température positif, B : constante réelle positive 39

52 2.3 Protections des modules IGBT (a) (b) FIG Thermistance du module FS225R12KE3 FIG Bras d onduleur sur charge inductive 4

53 2.3 Protections des modules IGBT la tension V ce2 de la puce IGBT 2 dépend de la température T (quand l IGBT 2 est passant) et du courant qui le traverse (i c2 ). Lors d une commutation, on suppose que le courant reste constant dans la charge, on mesure la tension V ce2 avant la commutation, la tension V d1 après la commutation : V ce2 = f 2 (T,I ) (2.1) V d1 = f 1 (T,I ) (2.2) Comme on connaît les fonctions f 1 et f 2 (après caractérisation des puces diodes et IGBT) et que l on a mesuré les tensions V ce2 et V d1, on obtient l estimation de la température T et du courant I (par résolution du système constitué des équations 2.1 et 2.2). On suppose que la température est la même pour les puces IGBT 1, IGBT 2, d 1 et d 2. Or, cette hypothèse est difficilement vérifiable dans la pratique car les puces sont espacées de plusieurs millimètres à plusieurs centimètres dans le cas de modules IGBT. Mais, cette méthode peut donner des estimations de température plus précises et plus rapides que dans le cas de la méthode utilisant une thermistance exposée précédemment Protections contre les court-circuits et surintensités Définition du court-circuit et sur-intensité On dit que l IGBT est en régime de court-circuit quand le courant est supérieur au courant nominal et qu il est limité par l IGBT (régime en zone saturée : figure 3.1 page 74). On dit que l IGBT est en régime de sur-intensité quand le courant est supérieur au courant nominal et qu il est limité (ou imposé) par le circuit extérieur à l IGBT. On définit également deux types de défaut : Type I : le défaut est présent avant la mise en conduction de l IGBT Type II : le défaut arrive quand l IGBT est en conduction Intérêt de la sécurité en court-circuit et sur-intensité Le régime de court-circuit est supporté par la quasi totalité des modules IGBT actuels. Les constructeurs préconisent de ne pas rester dans ce mode de fonctionnement plus de 1µs (valeur typique). Pour plus de précision, il faut se reporter aux SCSOA 4 des constructeurs. En cas de régime de court-circuit, le driver doit couper l IGBT et envoyer une information de défaut à la commande globale (figure 2.3 page 28). Le régime de court-circuit répétitif entraîne une chute de la durée de vie des puces IGBT. Des travaux montrent que la probabilité de destruction des puces IGBT est très fortement liée au nombre de court-circuits que les puces IGBT ont subi [SE4] [SE2]. 4 Short Circuit Safe Operating Area 41

54 2.3 Protections des modules IGBT Ceci montre que si le régime de court-circuit est raccourci ou même évité, la durée de vie du module IGBT est moins altérée. Méthodes de détection de court-circuit et de surintensité L objectif des sécurités en court-circuit et en surintensité des drivers d IGBT est de détecter le plus vite possible ces modes de fonctionnement et d ouvrir l IGBT. Le système de protection contre les surtensions suite aux court-circuits et surintensités est exposé dans le paragraphe suivant. La méthode la plus utilisée consiste à mesurer la tension collecteur-émetteur quand l IGBT est passant pour détecter un courant anormal dans l IGBT. En effet, lors d un court-circuit de type I ou II, la tension collecteur chute très peu par rapport à la tension de bus. Dans ce cas, le court-circuit est très facile à détecter : la tension collecteur atteint plusieurs centaines de volts au lieu de quelques volts en fonctionnement normal. Lors d un défaut en surintensité la tension collecteur décroît rapidement, atteint la valeur correspondant au réseau statique V ce = f (V ge,i c ). Ensuite, le courant collecteur croît rapidement à cause d une faible impédance inductive de défaut. Dans ce cas, la détection du régime de surintensité s effectue en comparant la mesure de la tension V ce (= f (V ge,i c )) et une tension fixée au préalable par l utilisateur (V re f ). Si la tension V ce dépasse la tension V re f, le driver coupe l IGBT et envoie une information de défaut à la commande globale (voir figure 2.3 page 28). La figure 2.19 montre les oscillogrammes pour un défaut de court-circuit de type I, la figure 2.2 pour un régime de sur-intensité de type I pour un bras d onduleur. L inductance L moteur modélise l inductance de phase d un moteur et L cc l inductance de défaut de court-circuit (<1µH) ou de surintensité (>quelques µh). FIG Bras d onduleur avec impédance de court-circuit Sur la figure 2.19, on remarque que dans le cas d un court-circuit, la tension V ce ne décroît pas jusqu à une valeur proche de quelques Volts. La longueur du plateau Miller est plus faible que lors de commutation en fonctionnement normal. 42

55 2.3 Protections des modules IGBT FIG Court-circuit de type I FIG. 2.2 Sur-intensité type I 43

56 2.3 Protections des modules IGBT Cette information peut être utilisée pour détecter un régime de court-circuit. Dans la thèse de Robert Pasterczik [Pas93], différentes méthodes sont exposées pour détecter le régime de court-circuit par la mesure de la tension grille-émetteur. En cas de défaut, la montée du courant dans l IGBT est imposée par l impédance de défaut. Dans la plupart des cas, on modélise cette impédance par une inductance de faible valeur, ce qui correspond bien à la réalité. La montée du courant est très rapide lors d un défaut. La détection peut être effectuée par la mesure du di/dt dans l IGBT. Une méthode consiste à mesurer la tension entre l émetteur de puissance et l émetteur de commande qui donne une image du di/dt dans l IGBT grâce aux effets inductifs des connexions internes du module IGBT [Lef5] : voir section 4.3 page Protections contre les surtensions Lors de l ouverture en régime de défaut, la surtension présente sur le collecteur du module IGBT est supérieure à celle obtenue en commutation normale. Elle peut dépasser la tension admissible par le module IGBT et provoquer sa destruction. Pour éviter ce type de destruction de module IGBT, on utilise un système qui permet de limiter la surtension sur le collecteur en cas d ouverture de l IGBT en régime de défaut. La solution la plus répandue consiste à utiliser des diodes TRANSIL 5 entre le collecteur et la grille du module IGBT : souvent appelé "clamping" ou "clamping actif". Dès que la tension collecteur-émetteur dépasse la tension des diodes TRANSIL T r, un courant i T R est injecté dans la grille (figure 2.21), la tension V ge augmente, l IGBT fonctionne en linéaire et la tension V ce est réduite. FIG Hacheur en régime de défaut avec clamping à diode TRANSIL Sur la figure 2.22, on représente le courant collecteur I c, les tensions V ge et V ce sans et avec diode TRANSIL. Avec le système de clamping, la tension V ge remonte 5 marque déposée 44

57 2.3 Protections des modules IGBT après le plateau Miller (phénomène expliqué dans le paragraphe page 78) : dans cette phase, la tension V ge est fixée à une tension pour limiter la tension V ce à une valeur proche de la tension de la diode TRANSIL T r. FIG Ouverture de l IGBT avec et sans système de clamping à diode TRAN- SIL Cette solution est très utilisée sur les drivers de module IGBT de type industriel. Elle comporte néanmoins des risques : la contre-réaction du collecteur sur la grille peut engendrer des oscillations sur la tension de grille et la tension collecteur. Si ces oscillations deviennent trop importantes, l IGBT peut repasser à l état saturé. Le courant dans l IGBT se met à croître, la sécurité en surintensité coupe l IGBT et l ouverture crée une surtension qui dépasse la valeur des diodes TRANSIL. A cause de ce phénomène, l IGBT voit son courant augmenter très rapidement, quelques cycles suffisent pour que le module soit détruit. Pour éviter ce phénomène, on ajoute une résistance en série avec les diodes TRANSIL. Cette résistance permet d amortir les oscillations sur les tensions de grille et collecteur. Mais, elle a pour conséquence néfaste de modifier la tension maximale vue par le collecteur. Ceci implique un réglage précis du système de clamping pour chaque convertisseur : choix de R g, R T et T r sur la figure Afin d étudier ce phénomène, nous avons réalisé des essais de clamping sur des modules IGBT. Les essais ont été réalisés conformément au schéma de la figure La tension de bus est de 36V environ. La tension V ge passe de +16V à -16V lors de l ouverture du module IGBT. Une surtension apparaît sur la tension V ce, les diodes TRANSIL entrent en conduction et le courant i g qui est alors néga- 45

58 2.3 Protections des modules IGBT FIG Hacheur en régime de défaut avec clamping à diode TRANSIL et résistance série tif croît rapidement pour atteindre des valeurs positives (figure 2.24). La tension V ge augmente légèrement après le plateau Miller pour ralentir la décroissance du courant collecteur et ainsi limiter la surtension. FIG Exemple de clamping à diode TRANSIL Conclusion Compte tenu des coûts des convertisseurs à base de modules IGBT, on comprend l intérêt de mettre en oeuvre des systèmes de protection pour la thermique, les court-circuits et surintensités, les surtensions. La protection thermique avec la mesure de la température du système de refroidissement est la plus simple à mettre en oeuvre mais fait intervenir des constantes 46

59 2.4 Transmission des ordres de temps de plusieurs dizaines de minutes. La mesure de la température avec l aide d une thermistance permet de mesurer la température au plus près des puces diodes et IGBT du module. La mise en oeuvre est très simple et son efficacité est excellente. Les systèmes de mesure de température des puces diodes et IGBT sont beaucoup plus lourds à mettre en oeuvre et ne sont pas mis en oeuvre à l heure actuelle sur des drivers industriels. Ils nécessitent des systèmes de mesures analogiques, de conversions analogique-numérique et des traîtements numériques. Les systèmes de protection contre les court-circuits, les surintensités et les surtensions sont nécessaires car ils garantissent la sûreté de fonctionnement du convertisseur de puissance lors de défauts. A l heure actuelle, la méthode utilisée consiste à mesurer la tension V ce lorsque l IGBT est passant (methode du V cesat ) puis en cas de défaut d ouvir l IGBT comme en fonctionnement normal. Le système à diodes TRANSIL est également actif et limite la surtension aux bornes de l IGBT. Cette méthode est assez simple à mettre en oeuvre et est très largement répandue dans les applications industrielles. Dans le chapitre 4, nous verrons les améliorations que l on peut apporter à cette méthode lorsque les défauts ont des impédances extrêmement faibles, ceci pour éviter de fonctionner en régime de court-circuit et seulement en régime de surintensité. 2.4 Transmission des ordres La transmission des ordres a pour but de transmettre les ordres provenant du primaire pour les restituer au secondaire (et inversement pour le retour d information dont les ordres proviennent du secondaire et sont restitués au primaire) : voir figure 2.3 page 28. Cette transmission doit garantir une isolation galvanique statique et dynamique ; elle doit être rapide pour minimiser le temps de transfert entre la commande globale et la grille du module IGBT ; elle doit résister aux perturbations électromagnétiques. Dans cette partie, nous nous attachons aux différentes solutions technologiques existantes avec l évaluation des performances sur les points suivants : isolation galvanique statique isolation galvanique dynamique : capacité de couplage entre primaire et secondaire rapidité du transfert des ordres consommation mise en oeuvre immunité aux perturbations électromagnétiques Nous exposons quatre axes de solutions technologiques pour la transmission des ordres. Dans chaque axe, il existe différentes variantes associées aux modes de transmission des ordres et des choix des composants. 47

60 2.4 Transmission des ordres FIG Synoptique d une transmission d ordre Transmission optique Cette solution consiste à associer un émetteur optique (LED) à un récepteur photo-sensible (photo-transistor ou photo-diode). Optocoupleur La première solution utilisable est l optocoupleur. La diode émettrice et le composant photosensible sont dans le même boîtier plastique. Le composant photosensible peut être un transistor bipolaire, un transistor bipolaire Darlington, un triac, une diode ou un thyristor. Les performances de ces composants sont limitées à une isolation statique de quelques kv et des dv/dt de quelques kv/µs maximum. De plus, les temps de propagation sont très longs, ils peuvent varier de quelques µs à quelques ms. Quelques optocoupleurs ont des temps de propagation inférieurs à 1ns. Cette solution est à écarter car les temps de propagation doivent être inférieurs à 1µs pour les drivers de module IGBT. De plus, les dv/dt rencontrés dans des applications peuvent atteindre quelques dizaines de kv/µs pour les modules IGBT et quelques centaines de kv/µs pour les MOSFET dans des cas extrêmes. LED - photodiode - comparateur Compte tenu des remarques précédentes, il devient préférable d utiliser des composants "séparés" pour la transmission d ordre. Un guide de lumière entre l émetteur et le récepteur permet de bien séparer physiquement (quelques mm) les deux parties pour augmenter la tenue en tension statique et minimiser les capacités parasites entre l émetteur et le récepteur. La figure 2.26 illustre cette solution où le guide de lumière est une fibre optique. 48

61 2.4 Transmission des ordres FIG LED et photodiode séparées par une fibre optique La LED est alimentée en fonction des ordres à émettre. La logique de commande est triviale. La photodiode peut être modélisée par un générateur de courant qui dépend de l intensité lumineuse reçue avec en parallèle un condensateur dont la valeur dépend de la tension inverse de la photodiode. Une utilisation simple de ce principe est de connecter une résistance en série avec la photodiode, de mesurer et de comparer la tension à ses bornes pour faire commuter un comparateur (figure 2.27). FIG Transmission avec LED - photodiode et comparateur Les éléments parasites sont représentés sur cette figure pour faire apparaître les points faibles de cette structure. Avec les composants actuels, on peut avoir une photodiode qui a une capacité parasite de 1pF et un courant photo-électrique de 1µA. Si l on prend V re f =.5V (valeur faible), il faut avoir une tension aux bornes de R 3 qui varie entre V (presque V, dépend du courant de repos de la photodiode et de la résistance R 3 ) et 1V. Il faut donc prendre R 3 =1V / 1µA = 1kΩ. Or, la capacité parasite C 1 et la résistance R 3 créent une constante de temps τ 1 de 1µs. Ce qui veut dire que la tension V R3 met environ 1µs pour passer de V à.5v et 49

62 2.4 Transmission des ordres de 1V à.5v. Ce temps est assez élevé mais reste acceptable. Or, les niveaux de tension sont très faibles (détecter.5v) pour un environnement qui est soumis à de nombreuses perturbations électromagnétiques. Si l on augmente R 3 à 5kΩ pour avoir une tension V R3 =5V, on obtient τ 1 = 5µs... LED - photodiode - amplificateur - comparateur Le principe de l émission est identique à la solution précédente. L émetteur et le récepteur sont séparés par une fibre optique. Pour la réception, on voit qu il faut réaliser un compromis entre la rapidité et l immunité aux parasites extérieurs par rapport à la solution précédente. Pour contourner ce problème, on réalise un amplificateur de transimpédance qui donne une tension image du courant de la photodiode. Celle-ci n est plus connectée en série avec une résistance de forte valeur qui permet d obtenir des temps de montée et de descente rapides. La figure 2.28 propose un schéma amplificateur de transimpédance. FIG Transmission avec LED - photodiode - amplificateur - comparateur En régime statique, on obtient V id = i d (R 2 + R 3 ). On fixe la valeur maximale de V id par les valeurs de résistances R 2 et R 3. En régime dynamique, on ajuste les régimes transitoires avec les capacité C 2 et C 3. La tension V inv permet de polariser en inverse la photodiode d 2 qui a pour effet de réduire sa capacité parasite C 1 et augmente ainsi la rapidité du système. LED - recepteur intégré Cette solution est identique à la précédente. L émetteur et le récepteur sont séparés par une fibre optique. Le système de réception est entièrement intégré. La figure 2.29 illustre cette solution. Les performances de cette solution technologiques sont exposées dans la partie page 18. 5

63 2.4 Transmission des ordres FIG Transmission avec LED et récepteur intégré Transformateur magnétique Principe de base Cette solution consiste à transmettre un ordre isolé galvaniquement à l aide de bobinages et de matériaux magnétiques (ferrites). Les bobinages sont soit réalisés sur circuit imprimé (tranformateur planar), soit par des fils avec isolants bobinés sur le matériau magnétique. Le transformateur magnétique est piloté par une électronique pour l émission. La réception est également réalisée par une électronique pour mettre en forme le signal reçu au secondaire du transformateur : voir figure 2.3. FIG. 2.3 Principe de base de l émission et réception d ordre avec transformateur magnétique Il existe deux grands types de transmission d ordre par transformateur magnétique : transmission par modulation ou par impulsion. 51

64 2.4 Transmission des ordres Transmission par modulation d amplitude Dans ce cas, le primaire du transformateur est excité par une tension alternative à fréquence fixe pour transmettre l état "haut". Pour l état "bas", la tension au primaire du transformateur magnétique est nulle. Dans le premier cas, la tension au secondaire est alternative (de même fréquence que la tension au primaire). Dans le second cas, la tension au secondaire est nulle. L électronique du secondaire doit détecter la présence ou non de la tension alternative au secondaire du transformateur pour faire changer l état de sa sortie (figure 2.31). FIG Transmission d ordre avec transformateur magnétique et modulation d amplitude Transmission par impulsion Dans ce cas, le primaire du transformateur est excité par des impulsions brèves à chaque fois que la tension V entree change de valeur. Cette transmission est réalisée sur les fronts de V entree et non sur ces états. La tension au secondaire du transformateur est constituée d impulsions qui sont détectées par l électronique au secondaire et remise en forme pour obtenir l oscillogramme de la figure Il existe un problème majeur dans ce système à impulsion. On peut avoir des perturbations importantes lors des commutations des modules IGBT. Le système de détection des impulsions au secondaire peut alors soit ne pas détecter une impulsion ou soit être perturbé et voir une impulsion alors que celle-ci provient d un parasite. Dans les deux cas, le module IGBT concerné va entrer en défaut : les deux IGBT du même bras sont en conduction en même temps Transformateur sans noyau magnétique : transformateur coreless Dans la suite de ce manuscrit, nous appelons transformateur coreless un transformateur magnétique qui n a pas de noyau magnétique. Un transformateur co- 52

65 2.4 Transmission des ordres FIG Transmission d ordre avec transformateur magnétique et impulsions reless est constitué de bobinages couplés sans matériaux magnétiques. Le plus souvent, les bobinages sont sérigraphiés sur un circuit imprimé. Les différents bobinages sont isolés par le circuit imprimé. Les coefficients de couplage entre les bobinages permettent de réaliser des transformateurs coreless : voir figure 2.33 pour exemple. Ce transformateur coreless a été réalisé pour les drivers de la société ARCEL. Il est en matériau FR4 de 1.6mm et une épaisseur de cuivre 35µm. Il a été spécialement conçu pour la transmission du retour défaut (information provenant du secondaire en direction du primaire). L analyse et la conception sont présentées au paragraphe page 185 : il est fait appel à un logiciel de calcul numérique 3D, à LTSpice 6 et à des essais expérimentaux. FIG Prototype de transformateur coreless réalisé sur circuit imprimé, dimension de 6mm x 6mm Comme pour le transformateur magnétique (voir paragraphe 2.4.2), le trans- 6 Marque déposée 53

66 2.4 Transmission des ordres formateur coreless est piloté par une électronique pour l émission et la réception : voir figure 2.3 page 51. Les modes de pilotage du transformateur coreless sont identiques au transformateur magnétique. De nombreuses publications montrent les différentes formes de bobinage (carré, rectangle, cercle) et les conséquences sur les caractéristiques des transformateurs coreless [Tan99] [Hui99b] [Hui99a] [Tan99] [Tan] [Tan1] [Hui97]. Des applications spécifiques ont été réalisées pour la transmission d ordre par modulation pour driver d IGBT [Vas4] Transformateur piezo-électrique Principe de base Le transformateur piezo-électrique est constitué d une (ou plusieurs) céramique(s) piezo-électrique(s) et de quatre électrodes métalliques. L effet piezo-électrique inverse est utilisé pour créer une déformation mécanique à partir d un champ électrique (au primaire du transformateur). L effet piezo-électrique direct est utilisé pour créer une tension à partir d une déformation mécanique (au secondaire du transformateur). On illustre ce principe sur la figure 2.34 où l on représente un transformateur piezo-électrique en forme de barre. FIG Principe de base du transformateur piezo-électrique Des applications à base de transformateur piezo-électrique sont utilisées pour piloter un bras d onduleur à IGBT [Vas1] [Vas2] [Vas3b]. Il faut noter qu il existe plusieurs formes de transformateurs piezo-électriques. Les plus courants pour les applications de commande isolée sont en barreau ou en disque [Vas1] [Vas2] [Vas3b] [Vas3a]. Modes de transmission Comme pour les transformateurs magnétiques et coreless, on peut utiliser un transformateur piezo-électrique par modulation et par impulsion. La méthode par 54

67 2.5 Transmission de puissance modulation semble être la seule utilisée dans la pratique [Vas4] Conclusion A priori, toutes les méthodes et solutions technologiques exposées précédemment pour la transmission des ordres semblent être utilisables pour un driver industriel. Or, on peut tout de même émettre quelques réserves vis à vis des solutions à transformateurs magnétiques et coreless qui utilisent une transmission par impulsion car elles nécessitent une gestion plus complexe des ordres par rapport à une solution optique qui transmet des états. En effet, les systèmes à impulsions sont plus propices à créer des défauts sur un bras d onduleur par exemple si une impulsion correspondant à l ouverture est "loupée" ou si un parasite envoie une impulsion correspondant à la fermeture alors que l IGBT doit être ouvert. Les transformateurs piézoélectriques sont difficiles à mettre en oeuvre à cause de leur multiples résonnances. De plus, des problèmes mécaniques sont attendus lors des phases de moulage des drivers et d utilisations en milieux soumis à de fortes vibrations. Dans le chapitre 4, nous verrons que la solution optique avec récepteur intégré permet d obtenir des performances excellentes bien que son prix soit important. D un point de vue économique, la solution à transformateur coreless et transmission par impulsion semble être la meilleure. En effet, ce transformateur est intégré au circuit imprimé et coûte seulement la surface qu il occupe. L inconvénient de cette solution réside dans le pilotage de ce transformateur qui possède des impédances très faibles. Nous verrons dans le chapitre 4 les contraintes en courant dans un tel dispositif. 2.5 Transmission de puissance La transmission de puissance a pour but de transmettre l énergie électrique du primaire au secondaire du driver (voir synoptique figure 2.3 page 28). Cette transmission doit garantir une isolation galvanique statique et dynamique et doit résister aux perturbations électromagnétiques. Le rendement de la transmission de puissance doit être le plus élevé possible. Sur la figure 2.35, on montre le synoptique de la transmission de puissance dans le cas d un driver qui pilote un module avec un IGBT simple et dans le cas où le driver pilote un module avec deux IGBT en série (bras d onduleur). Ces deux configurations sont les plus rencontrées dans le milieu industriel. 55

68 2.5 Transmission de puissance FIG Synoptiques de deux drivers d IGBT avec alimentation isolée et représentation des capacités parasites de mode commun 56

69 2.5 Transmission de puissance Dans cette partie, nous nous attachons aux différentes solutions technologiques existantes et évaluons les performances sur les points suivants : isolation galvanique statique isolation galvanique dynamique : capacités de couplage entre primaire et secondaires immunité aux perturbations électromagnétiques rendement mise en oeuvre Transformateurs magnétiques Les transformateurs magnétiques sont très utilisés pour ce type d application : faible puissance (quelques Watt), fort isolement (quelques kv), faible couplage capacitif entre bobinages, facilité de mise en oeuvre. Nous décrivons tout d abord les conséquences des contraintes énoncées précédemment sur les transformateurs magnétiques. Contraintes et conséquences Considérons le cas "simple" d un transformateur à deux enroulements. L isolation galvanique statique est assurée par les isolants entre les conducteurs des enroulements et la ferrite. En effet, les ferrites sont considérées comme des conducteurs électriques car leur résistivité est très faible dans certains cas. La ferrite seule ne peut donc pas assurer l isolation statique. L isolation galvanique dynamique se quantifie par le biais des capacités de couplage entre les enroulements. Si l on considère un condensateur plan, la capacité C s exprime par l expression suivante : C = ε. S e = ε.ε r. S e 57

70 2.5 Transmission de puissance ε : permittivité de l isolant ε r : permittivité relative de l isolant ε : permittivité du vide S : surface en regard e : distance entre les surfaces Cette considération simpliste permet de dégager plusieurs remarques dans le cas des transformateurs magnétiques. La nature de l isolant (ε r ) conditionne les capacités parasites de couplage, de même pour la distance entre les enroulements (e) et les surfaces en regard (S). Compte tenu de ces remarques, on aura plutôt tendance à bobiner les transformateurs magnétiques de façon à ce que les enroulements se chevauchent le moins possible. Ceci n est pas sans conséquences, on diminue le couplage et on augmente la valeur des inductances de fuites. La tension récupérée au secondaire est atténuée par le biais des inductances de fuite. Nous verrons par la suite que les inductances de fuite peuvent être utilisées à notre avantage : voir page 59. Topologies et structures d alimentation Les contraintes imposées par l isolation statique et dynamique obligent à bobiner les enroulements sans chevauchement ce qui diminue les couplages magnétiques entre ceux-ci. Ce constat nous oblige soit à utiliser des structures d alimentation à découpage qui utilisent à leur avantage les inductances de fuite du transformateur, soit à utiliser les circuits écrêteurs pour limiter les surtensions dues aux inductances de fuite. Il est évident que pour des raisons de rendement, la première solution est à privilégier. Transformateur planar Cette technologie consiste à utiliser les pistes d un circuit imprimé pour réaliser les bobinages du transformateur. La ferrite se monte par le biais de découpes dans le circuit imprimé. La figure 2.36 montre un exemple de transformateur planar. Il a été développé pour les drivers de la société ARCEL. Le circuit imprimé est constitué de six couches en matériau FR4 et une épaisseur de cuivre de 7µm. La mise en oeuvre de ce type de transformateur n est pas facile pour respecter la contrainte d isolation statique. Prenons l exemple d un circuit imprimé double face : un bobinage est effectué sur chaque face du circuit imprimé. Lorsque la ferrite est insérée sur le circuit imprimé, elle est très proche des pistes des deux enroulements des deux faces du circuit imprimé : figure Ce problème peut être résolu par l insertion de deux plaques de circuit imprimé entre les pistes et la ferrite : figure

71 2.5 Transmission de puissance FIG Exemple de transformateur planar réalisé au cours des travaux de recherche Les capacités parasites entre les enroulements dépendent des surfaces des pistes en regard, de leurs dispositions et de l épaisseur du circuit imprimé. Comme le processus de gravure des pistes est industrialisé et automatisé, la répétabilité des caractéristiques des transformateurs planar est excellente. Cette solution n est pas retenue par la suite car la résistance des pistes est trop importante. Les pertes produites par les bobinages sont trop importantes ce qui cause une élévation de température du circuit imprimé qui n est pas acceptable. Transformateur bobiné Dans ce cas, le bobinage des enroulements est réalisé avec du fil isolé. La ferrite peut avoir des formes variées : tores, E, U,.... Nous nous intéressons au cas d un transformateur dit torique : la forme de la ferrite est un tore (figure 2.39). Cette solution est très utilisée pour des drivers industriels car elle permet d obtenir d excellentes caractéristiques (isolation statique et dynamique, rendement, mise en oeuvre, volume) pour des prix inférieurs aux transformateurs planars. L isolation statique est assurée par l isolant sur les fils des bobinages et la peinture isolante de la ferrite. Celle-ci permet de tenir une tension d isolement comprise entre 15V et 3V en standard. L isolant des fils assure des isolations comprises entre quelques centaines de volts et quelques kilo-volts en fonction de la nature et l épaisseur de celui-ci. Les capacités de couplage sont réduites si l on diminue le nombre de tours des bobinages et que l on éloigne les enroulements les uns des autres : figure 2.4. Ceci nous incite à utiliser des structures d alimentation à fréquence élevée pour diminuer le nombre de tours des bobinages et utiliser au maximum des commutations à zéro de tension qui utilisent les inductances de fuite des transformateurs : structures à résonance et quasi résonance. Alimentation à commutation douce à zéro de tension Nous développons deux exemples d alimentations spécialement adaptées pour les drivers d IGBT : faible puissance, fort isolement galvanique, faible couplage capacitif du transformateur associé. 59

72 2.5 Transmission de puissance FIG Problèmes d isolement entre pistes et ferrite sur un transformateur planar 6

73 2.5 Transmission de puissance FIG Isolement d un transformateur planar à l aide de deux circuits imprimés supplémentaires (a) (b) FIG Tores en ferrite et transformateurs toriques - deux ferrites différentes et nombre de tours différent entre (a) et (b) - (a) : diamètre de 16mm - (b) : diamètre de 13mm (a) (b) FIG. 2.4 Isolation et transformateur torique 61

74 2.5 Transmission de puissance La première est une alimentation Forward multi-résonant en tension [Hei98]. En effet, elle possède deux condensateurs qui sont utilisés pour la résonance. Nous montrons le cheminement intellectuel pour arriver au schéma final. (a) (b) (c) (d) (e) FIG Construction de l alimentation Forward ZVS à double resonance Le schéma a de la figure 2.41 représente un hacheur abaisseur avec la source V e et la tension de charge V s. L implantation d un transformateur est impossible entre la source et la charge car V d. On insère une diode d en série avec la source de tension qui ne change en rien le fonctionnement de l abaisseur mais qui permet d obtenir un degré de liberté pour avoir V d = (schéma b). Le schéma c montre une structure Forward sans démagnétisation du transformateur. Cette structure ne peut pas fonctionner telle qu elle est actuellement. L R modélise l inductance de fuite du transformateur réel et T le transformateur idéal de rapport de transformation m. Sur la figure d, la structure abaisseur peut fonctionner à commutation nulle en tension sur Q 1 grâce au condensateur C R : commutation mono-directionnelle en tension. Le condensateur C R2 sert à obtenir une deuxième résonance en tension au 62

75 2.5 Transmission de puissance secondaire du transformateur T. Le deuxième exemple est une alimentation utilisée sur des drivers industriels disponibles dans le commerce. Cette structure est très simple et fait fonctionner l interrupteur à zéro de tension à l ouverture et à la fermeture. La figure 2.42 représente cette structure. (a) (b) FIG Alimentation à commutation douce pour driver d IGBT Cette structure n est pas conventionnelle comme le sont les structures flyback et forward. En effet, lorsque le MOSFET Q est fermé, le transfert d énergie entre la source de tension V e et le récepteur V s est direct. Lorsque le MOSFET Q s ouvre, la tension V ds croît et la tension V prim décroît. La tension V sec décroît et le transfert d énergie entre le primaire et la source diminue jusqu à s annuler. A ce moment, le courant dans la diode d s annule, la tension V sec devient l image de la tension V prim. Le secondaire est déconnecté du primaire. Le primaire est alors constitué de l inductance magnétisante L m et l inductance de fuite L R avec un courant positif les traversant. Le condensateur C R et l inductance L m + L R constituent un circuit oscillant. La tension V ds et le courant d entrée i e sont en quadrature de phase. La fréquence d oscillation est : 1 f R = 2π (L m + L R ).C R Comme L m L R on peut simplifier l expression de f R : 1 f R = 2π L m.c R Lorsque V ds devient négative, la diode du MOSFET Q se met en conduction et V ds =. La tension V sec devient positive quand la tension V ds passe en dessous de V e. Le courant dans d s établit quand la tension V sec devient légèrement supérieure à V s. La charge V s absorbe un courant provenant du secondaire du transformateur. Le courant d entrée i e est négatif et croît vers des valeurs positives. Le MOSFET Q est remis en conduction quand sa diode intrinsèque conduit. Lorsque le courant i e devient positif, le MOSFET Q entre en conduction en polarisation directe. On 63

76 2.5 Transmission de puissance voit que l inductance de fuite du transformateur L R intervient très peu dans la fréquence d oscillation f R si celle-ci est négligeable devant L m. Ceci est vrai dans la plupart des cas pour les transformateurs bobinés. Cela implique que la façon dont est bobiné le transformateur a peu d influence sur la fréquence f R. La valeur de L R va surtout conditionner les commutations de la diode d du secondaire. Pour illustrer ces explications, nous avons simulé cette structure avec le logiciel LTSpice avec les paramètres suivants : T on :.7µs temps de mise en conduction du MOSFET T : 2.1µs période de découpage C R : 1.2nF condensateur de résonance C s : 1µF capacité de découplage de la charge R ch : 47Ω résistance de charge L R : 1nH inductance de fuite du transformateur m : 1.29 rapport de transformation L m : 56µH inductance magnétisante du transformateur V s : 19V tension de sortie de l alimentation V ds V gs [V] s 5. ns 1. us 1.5 us 2. us 2.5 us Temps [s] V ds V gs i LR i d [A] s 5. ns 1. us 1.5 us 2. us 2.5 us Temps [s] i LR id V d V sec [V] s 5. ns 1. us 1.5 us 2. us 2.5 us Temps [s] V sec V d FIG Simulation de la structure de la figure

77 2.5 Transmission de puissance Transformateur coreless Le transformateur coreless peut être utilisé pour transmettre de l énergie électrique avec isolation galvanique. Dans la littérature [Hui99b] [Hui99a] [Tan99], on trouve des applications à base de transformateurs coreless sur circuit imprimé qui permettent de transférer les ordres et la puissance par le même transformateur. Les auteurs utilisent un système de modulation haute fréquence au primaire du transformateur. Au secondaire, le signal du transformateur est démodulé par un système de redresseur. La composante haute fréquence de modulation permet de transmettre l énergie et l ordre en même temps. Les puissances transmises au secondaire sont inférieures à 2W. Cette méthode permet d obtenir des circuits de commande de MOSFET et IGBT avec une isolation supérieure à 1kV. Les fréquences de découpage sur la grille des interrupteurs peuvent aller de 1Hz à 3kHz [Hui99b], ce qui permet de répondre à bon nombre d applications. La figure 2.44 illustre ces propos. FIG Transformateur coreless avec transmission de puissance et ordres de commande Dans [Tan99], un transformateur à un primaire et deux secondaires permet de 65

78 2.5 Transmission de puissance piloter un bras d onduleur. Les commandes sur les grilles des interrupteurs sont isolées et complémentaires. L aspect CEM de cette solution technologique est également traité : les auteurs montrent que le transformateur coreless rayonne très peu car il travaille en "champ proche". Le champ électromagnétique généré par le transformateur coreless est très local. Il se concentre dans le circuit imprimé entre les deux enroulements et très localement à l extérieur. Du point de vue immunité aux rayonnements extérieurs, il est peu sensible dans sa plage d utilisation : quelques Méga-Hertz. De plus, les capacités de couplage entre primaire et secondaires sont de l ordre de 1pF et peuvent même descendre en dessous de 3pF en fonction de la taille du transformateur. Cette solution permet d envoyer les ordres et la puissance via le même signal. La solution suivante permet d avoir une alimentation isolée à base de transformateur coreless. Dans [Tan1], une alimentation stabilisée est mise en oeuvre. Le transformateur coreless a un diamètre de 4.6mm. L alimentation permet de transmettre une puissance de.5w (5V, 1mA) avec un rendement total de 34%. L isolation galvanique est assurée par les propriétés diélectriques du circuit imprimé (1kV à 4kV par millimètre). Les inductances équivalentes des bobinages et le coefficient de couplage étant très faibles, le transformateur coreless est utilisé dans une structure à résonance au secondaire du transformateur. La fréquence de découpage est choisie pour avoir des commutations à zéro de tension des interrupteurs au primaire et obtenir un rendement et un gain en tension acceptables. La modélisation simplifiée de ce type de transformateur permet de prédire son comportement sur une large gamme de fréquence. L effet de peau est pris en compte, les auteurs ont choisi de modéliser l aspect résistif des bobinages de la façon suivante : R 1 ( f ) = R 2 ( f ) = α. f 3 + β. f 2 + γ. f + δ (2.3) f : fréquence α,β,γ,δ : coefficients réels Le couplage inductif est modélisé par deux inductances de fuite L f 1 et L f 2 et par l inductance magnétisante L m. La capacité C 12 représente la capacité parasite entre le primaire et le secondaire. La figure 2.45 représente cette modélisation. La capacité C s et la résistance R s représentent la charge au secondaire du transformateur. La structure de alimentation de l article [Tan1] est exposée figure 2.46 où l on représente le circuit de commande, le demi-pont capacitif, le condensateur de résonance C R au secondaire du transformateur et le régulateur linéaire 5V. Cette alimentation est peu attractive du point de vue de son rendement : 34%. En effet, à cause de la fréquence d excitation élevée, des pertes importantes sont générées dans les enroulements à cause de l effet de peau modélisé par l équation 2.3 et à cause des commutations des MOSFET du demi-pont et celà malgré des commutations dites "douces". Mais, ses principaux atouts sont sa tenue en tension statique très importante (plus de 1 kilo-volts) et sa capacité de couplage entre primaire et secondaire très petite (environ 1pF). 66

79 2.5 Transmission de puissance FIG Modélisation d un transformateur coreless [Tan1] FIG Structure d une alimentation isolée à base de transformateur coreless [Tan1] 67

80 2.5 Transmission de puissance Transformateur piezo-électrique Nous montrons dans ce paragraphe deux applications à base de transformateur piezo-électrique. La première réalise la transmission d ordre et de puissance par le même transformateur pour deux IGBT en configuration de bras d onduleur [Vas2]. Rappelons que le principe de base du transformateur piezo-électrique consiste à utiliser l effet piezo-électrique inverse pour créer une déformation mécanique à partir d un champ électrique au primaire du transformateur. L effet direct est utilisé au secondaire pour créer une tension à partir d une déformation mécanique : voir figure 2.34 page 54. Cette application permet de piloter un bras d onduleur sous 3V, 2A à 4kHz avec des rapports cycliques compris entre.1 et 1. La figure 2.47 donne le schéma de principe de cette application. FIG Schéma de principe de la commande de bras à base de transformateur piezo-électrique Au primaire, la commande crée deux ordres complémentaires avec temps mort. Le circuit de modulation effectue une modulation pleine onde à fréquence fixe. Celle-ci est adaptée à la résonance mécanique du transformateur. Au secondaire, un circuit de mise en forme démodule le signal reçu pour commander la grille (système de détection d enveloppe) et le redresse pour charger un condensateur qui fournit l énergie nécessaire au secondaire (alimentation de l électronique et la commande de grille). Il existe donc un rapport cyclique minimum pour faire fonctionner le secondaire convenablement. La rapidité du système est basée sur la vitesse de transmission du transformateur. Le temps de propagation est minimisé par l utilisation d un matériau le plus dur possible (Zirconate de Titanate de Plomb : PZT). L onde mécanique parcourt une distance minimisée si le transformateur est de faible épaisseur et fonctionne en mode épaisseur. Les deux céramiques sont isolées électriquement et couplées mécaniquement à l aide d une couche d alumine de 3µm. Les trois couches sont reliées par de la colle époxy. La fréquence d excitation du transformateur est choisie pour avoir un zéro de contrainte au niveau du 68

81 2.5 Transmission de puissance collage : voir figure FIG Contrainte, déplacement et polarisation électrique suivant l épaisseur Cette configuration permet d obtenir un rendement de 72% pour.45w disponible au secondaire. Du fait des grandes surfaces en regard entre primaire et secondaire, la capacité parasite de mode commun est importante. Elle est mesurée à 26pF pour un transformateur disque de 16mm de diamètre et 2.3mm d épaisseur. Le deuxième exemple réalise une transmission de puissance à l aide d une céramique en forme de pavé [Vol99]. Cette structure permet de minimiser la capacité parasite entre primaire et secondaire : les surfaces en regard sont beaucoup plus faibles que dans l exemple précédent avec une structure disque. Le maintien de la céramique est réalisé avec une enveloppe plastique séparée par des chambres pour augmenter l isolation électrique. Les contacts entre le boîtier et la céramique sont réalisés avec des joints silicone : voir figure FIG Céramique et mise en boîtier Du point de vue électrique, le transformateur possède trois zéros de phase pour le courant d entrée dans la gamme 4kHz - 54kHz. Un seul correspond à un maximum d impédance d entrée : le point de fonctionnement se situe au plus proche de ce point pour garantir un rendement optimum. La figure 2.5 montre les courbes de phase pour le courant d entrée et l impédance d entrée. 69

82 2.5 Transmission de puissance FIG. 2.5 Phase du courant d entrée et impédance d entrée dans la gamme 4kHz-54kHz Ces deux courbes dépendent de la température, de l impédance de sortie et de la nature de la céramique : la fréquence de fonctionnement doit être asservie pour avoir une phase nulle entre la tension et le courant d entrée. La figure 2.51 donne le schéma de principe de l alimentation. FIG Schéma de principe de l alimentation Un transformateur élévateur au primaire permet d utiliser une tension de quelques centaines de volts au primaire de la céramique. Un transformateur abaisseur au secondaire donne une tension exploitable en basse tension. Avec un transformateur de 15mm de long, 5mm de largeur et 2.5mm d épaisseur, l auteur obtient une puissance de 7W avec un rendement de 8%. La capacité parasite est mesurée à 1.5pF Transmission optique Cette solution consiste à utiliser un émetteur et un récepteur optique séparés par un guide de lumière. Compte tenu des rendements actuels des dispositifs photo- 7

83 2.5 Transmission de puissance électriques, il semble assez difficile d utiliser une telle technologie pour des applications de drivers classiques : 2% pour les émetteurs infra-rouge et 3% pour les cellules photo-voltaïques. On peut se demander comment transmettre une puissance de quelques Watts avec un isolement de plusieurs dizaines de kilo-volts avec une capacité de couplage inférieurs à quelques pico-farads : la seule réponse possible actuellement est la transmission de puissance par système photo-électrique. Une équipe de chercheurs Japonnais a mis en oeuvre une alimentation isolée à base d émetteurs et récepteurs optiques pour isoler une source d énergie à plusieurs dizaines de kilo-volts (testée à 7kV) [Yas2]. Sur la figure 2.52, on décrit brièvement le système mis en oeuvre. Contrôle de l'émission Diodes laser Cellules photovoltaïques convertisseur 5V 2W retour LED Fibres optiques FIG Alimentation isolée à base de composants photo-électriques Les émetteurs sont des diodes laser (longueur d onde : 88nm) et les récepteurs des cellules photovoltaïques en GaAs dont le maximum du rendement quantique se situe aux alentours de 8nm. Un convertisseur permet de fournir une tension de 5V en sortie du secondaire. Un système de retour a pour but de couper les émetteurs en cas de rupture des fibres optiques ou en cas de problème au secondaire sur les cellules photovoltaïques. Ce système a permis de fournir une puissance de 2W au secondaire avec un rendement de 2.9% Conclusion Nous venons de voir que les solutions à base de transformateurs piézoélectriques ont des rendements faibles. La solution optique a un rendement très faible mais une excellente tenue en tension statique et une capacité de couplage très faible. Le transformateur planar n est pas utilisable car son volume et les pertes dans les bobinages sont trop importants. La meilleure solution semble être celle à base de transformateur magnétique bobiné. Elle permet d obtenir des puissances volumiques et des rendements très 71

84 2.6 Conclusion satisfaisants grâce notamment aux topologies utilisants les interrupteurs en commutation à zéro de tension. Dans le chapitre 4, nous verrons que notre système de commande de grille nécessite une tension symétrique (±15V) et ceci a des conséquences sur le choix de la topologie de l alimentation isolée. 2.6 Conclusion Un driver de module IGBT doit comporter plusieurs fonctions de base. Cellesci peuvent être réalisées de différentes manières. Dans le chapitre 4, nous découvrirons les solutions apportées par rapport à celle ce chapitre. Dans le chapitre suivant, chapitre 3, nous étudions la modélisation et les commutations des modules IGBT afin de connaître au mieux les comportements des modules IGBT pour la conception des drivers. 72

85 Chapitre 3 Analyse et modélisation en commutation des modules IGBT Dans ce chapitre, nous proposons une modélisation électrique simple à base d éléments passifs classiques (résistance, inductance et capacité) de module IGBT. La commutation de l IGBT est présentée avec un modèle électrique simplifié. On montre que le type de commande de grille a une influence sur la commutation de l IGBT (commande de grille en tension ou courant) ainsi que la vitesse des impulsions de tension sur la résistance de grille dans le cas de la commande de grille en tension (phénomène qui prend de l importance dans la pratique). L importance de la prise en compte des inductances de câblage et des couplages magnétiques entre puissance et commande est mise en évidence par des simulations d un module IGBT. Un exemple de modélisation des inductances de câblage est réalisé grâce au logiciel InCa 1 (Inductance Calculation) pour deux modules IGBT 12A - 33V du commerce. Pour finir, nous exposons le phénomène d avalanche dynamique présent sur des modules IGBT d une certaine technologie avec expérimentations, simulations numériques et modélisations à l appui. 3.1 Modélisation électrique simplifiée de puce IGBT Dans cette partie, nous proposons une modélisation électrique simple qui prend en compte les courbes statiques des modules IGBT, les capacités équivalentes des puces IGBT et le recouvrement inverse des diodes Modélisation statique des puces IGBT La modélisation statique des modules IGBT consiste à donner le réseau de courbes liant I c, V ge, V ce à différentes températures. Les constructeurs donnent en 1 marque déposée 73

86 3.1 Modélisation électrique simplifiée de puce IGBT général la courbe qui lie I c à V ce pour différentes valeurs de V ge. Sur la figure 3.1, on distingue trois zones de fonctionnement pour l IGBT. La première zone caractérise l IGBT à courant collecteur nul et tension collecteur quelconque (axe I c = ) ; la seconde zone dite "zone saturée" où l IGBT fonctionne en limitation de courant, puis la zone ohmique quand l IGBT est dit "fermé". La figure 3.2 montre la courbe statique I c = f (V ce,v ge ) pour deux modules de calibre en courant différent. Ic Vge=2V Vge=11V Zone ohmique Vge=1V Vge=9V Zone saturée Vge=8V V Vce FIG. 3.1 Réseaux statique du comportement de l IGBT en direct Le fonctionnement statique des modules IGBT est modélisé très simplement. Tout d abord, dans la zone ohmique, on donne l équation simple : V ce = V + R Ic Ensuite, dans la zone saturée, on modélise le comportement par l équation : I c = K f (V ge ) où K est une constante de l IGBT et f est une fonction. Dans la littérature, on trouve deux types de fonction f : simple droite ou parabole. f (V ge ) = (V ge V th ) [EC95][Pas93][Fre3] f (V ge ) = (V ge V th ) 2 [Sar95] V th : tension de seuil du canal de l IGBT (3.1) Modélisation des effets capacitifs des puces IGBT Dans cette partie nous présentons une modélisation simplifiée des éléments capacitifs d une puce IGBT. On considère une section de puce IGBT sur la figure 3.3 où l on représente les capacités prises en compte dans notre modélisation. 74

87 3.1 Modélisation électrique simplifiée de puce IGBT FIG. 3.2 Caractéristiques statiques des modules FF3R12KT3 et 1MBI8UB sources datasheets Eupec et Fuji Electric FIG. 3.3 Eléments capacitifs d une cellule IGBT 75

88 3.1 Modélisation électrique simplifiée de puce IGBT C 1 : capacité entre grille et émetteur, dépend de l épaisseur de l oxyde d isolement entre les contacts de grille et d émetteur et de la géométrie des cellules. C 2 - C 4 : capacités entre grille et émetteur (de la zone P + ), C 2 dépend de l épaisseur de l oxyde de grille et de la géométrie des cellules ; C 4 dépend de l état de la zone de déplétion de la jonction N + P. C 3 - C 5 : capacités entre grille et collecteur ; C 3 dépend de l épaisseur de l oxyde de grille et de la géométrie des cellules ; C 5 dépend de l état de la zone de déplétion de la jonction P/P + N. C 6 : capacité entre émetteur et collecteur ; dépend de l état de la zone de déplétion de la jonction P/P + N. Les paramètres définis précédemment sur une cellule sont macroscopiques. Pour des raisons de simplicité, on peut considérer que cette modélisation reste vraie pour une approche globale d une cellule IGBT. On représente alors une cellule IGBT et ses éléments capacitifs comme sur la figure 3.4. FIG. 3.4 Circuit équivalent d une cellule IGBT Les associations série-parallèle des différentes capacités peuvent être simplifiées pour arriver à la figure 3.5. Nous reviendrons sur cette modélisation électrique simplifiée pour étudier la commutation de l IGBT (paragraphe 3.2) où nous ferons des hypothèses simplificatrices sur la non-linéarité des capacités C ge C gc et C ce. Cette modélisation électrique simplifiée nous permet de décrire le comportement d une cellule et d une puce IGBT. Elle ne permet pas à elle seule de décrire le comportement de modules IGBT qui sont pour la pluspart des composants multipuces. Il faut pour cela prendre en compte les impédances dues au câblage des modules (bondings, connexions bus-barre) : voir paragraphe

89 3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande FIG. 3.5 Circuit équivalent simplifié d une cellule IGBT 3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande Nous présentons l analyse des commutations d une puce IGBT dans un hacheur sur charge inductive. Les résultats sont issus de simulations analytiques (pour les sections 3.2.1, 3.2.2, 3.2.3, 3.2.4). On suppose que le courant dans l inductance est constant pendant les commutations. La figure 3.6 représente le schéma du hacheur et la commande de grille. On représente seulement L cab qui modélise les inductances de câblage. FIG. 3.6 Hacheur à IGBT sur charge inductive 77

90 3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande Commande de grille en tension avec diode parfaite - simulation analytique Nous considérons le schéma de la figure 3.7 et la diode D comme parfaite. La source de tension V g part de V dd et rejoint la valeur V cc avec un front infiniment rapide. FIG. 3.7 Commande de grille en tension Avant tout, il faut modéliser les capacités C ge, C gc et C ce lors des commutations car elles ont un comportement non-linéaire. On modélise ces capacités selon les figures 3.8 (a), (b) et (c). C ge : constante, elle est due à la couche d oxyde sous la grille et à la métallisation de l émetteur. C ce : représente la capacité entre le collecteur et l émetteur, elle est non-linéaire en fonction de V ce. C gc : représente les échanges de charges entre la grille et le drain du MOSFET interne, c est à dire entre la grille de l IGBT et la base du transistor pnp interne. Cette capacité est fortement non-linéaire en fonction de la tension V ce Dans cette première étude, on ne prend pas en compte l inductance L cab. Sur la figure 3.9, on montre les formes d onde lors de la mise en conduction. Sur la figure 3.1, on représente le chemin parcouru par le point de fonctionnement de l IGBT sur la courbe statique I c = f (V ce,v ge ). t < T : Le montage est à l état de repos, le courant dans la diode est imposé par l induc- 78

91 3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande (a) (b) (c) FIG. 3.8 Variation des capacités de l IGBT en fonction de V ce 79

92 3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande FIG. 3.9 L IGBT à la mise en conduction - commande en tension 8

93 3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande FIG. 3.1 Parcours de Vce et Ic lors de la mise en conduction - commande en tension tance I, l IGBT est bloqué, la tension V ce est égale à la pleine tension V bus, la commande V g est à V dd (V ge = V dd et i g = ). On a également C gc = C gc2 et C ce = C ce2. T < t < T 1 : La tension de grille part de V dd et croît jusqu à V th (tension de seuil de l IGBT). La capacité C ge se charge alors que C gc se décharge, la tension V ge évolue comme la charge de la capacité équivalente C ge +C gc2 : ( ) V ge (t) = (V cc V dd ) 1 e t Rg (Cge+C gc2 ) +V dd (3.2) i g (t) = V cc V dd R g e t Rg (Cge+C gc2 ) (3.3) L IGBT reste bloqué : I c =, V cc = V bus. T 1 < t < T 2 : L IGBT entre en conduction dans sa zone de saturation. I c (t) est lié à la tension V ge (t) : I c = K (V ge (t) V th ) 2 (3.4) Le courant de la charge est supposé constant, le courant dans la diode décroit de I à pour faire croître le courant collecteur de à I. Comme la diode D est conductrice, sa chute de tension est faible devant V bus, on a V ce = V bus. Les formes d onde pour i g et V ge sont exprimées par les équations de l intervalle précédent. T 2 < t < T 3 : A l instant T 2, le courant dans la diode a tendance à s inverser, elle retrouve son 81

94 3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande pouvoir de blocage. Le courant collecteur est imposé par la charge : I. La tension V ge se stabilise à la tension V gei appelée tension de plateau Miller : V gei = I K +V th (3.5) La tension de grille constante entraîne un courant de grille constant : I gi = V cc V gei R g (3.6) Ce courant constant décharge la capacité C gc (t) = C gc2, on a alors l équation suivante : dv cg (t) dt = I gei = dv ce(t) = V cc V gei (3.7) C gc2 dt R g C gc2 T 3 < t < T 4 : A l instant T 3, la tension V ce atteint la valeur V gei et on a V cg (t) = et C gc (t) = C gc1 (forte augmentation). Les équations sont les mêmes que pour la phase précédente : dv cg (t) dt = I gei = dv ce(t) = V cc V gei (3.8) C gc1 dt R g C gc1 T 4 < t < T 5 : A l instant T 4, l IGBT entre dans sa zone ohmique. La tension V ge croît pour compenser la chute de V ce à courant collecteur constant. La source de tension V g charge la capacité équivalente C ge +C gc1 (>C ge +C gc2 ) à travers R g. t > T 5 : A l instant T 5, la tension V ce atteint sa valeur finale V cesat. La mise en conduction de l IGBT est terminée. Sur la figure 3.11, on représente les formes d ondes lors de l ouverture de l IGBT et sur la figure 3.12 le chemin parcouru par l IGBT sur la courbe I c = f (V ge,v ce ). t < T 6 : La charge impose le courant collecteur (I ), l IGBT est conducteur en zone ohmique (V ce = V cesat ), i g (t) =, V ge (t) = V cc, V g (t) = V cc, la capacité C gc (t) = C gc1 est chargée à V ce = V cesat. T 6 < t < T 7 : A l instant T 6, la commande V g (t) passe de V cc à V dd avec un front infiniment raide. 82

95 3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande FIG L IGBT à l ouverture - commande en tension 83

96 3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande FIG Parcours de V ce et I c lors de l ouverture - commande en tension Ceci a pour effet de décharger les capacités C ge et C gc1. La tension V ge (t) et le courant i g (t) évoluent de la façon suivante : ( ) V ge (t) = (V dd V cc ) 1 e t Rg (Cge+C gc1 ) +V dd (3.9) i g (t) = V dd V cc R g e t Rg (Cge+C gc1 ) (3.1) L IGBT reste sur la partie ohmique de sa caractéristique statique (I c = I, V ge (t), V ce (t) ) T 7 < t < T 8 : La tension V ce continue à augmenter légèrement, l IGBT fonctionne dans sa zone ohmique (proche de la zone saturée). La tension V ge diminue également pour se rapprocher de la zone saturée pour garantir I c = I. T 8 < t < T 9 : A l instant T 8, l IGBT entre dans sa zone saturée. La tension V ge se stabilise à la valeur V gei et répond à l équation : I V gei = K +V th (3.11) Le courant dans la résistance R g est donc constant : I gi = V dd V gei R g (3.12) 84

97 3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande Ce courant de grille décharge la capacité C gc (t) = C gc1, on peut écrire l équation suivante : dv cg (t) dt = I gei C gc1 (3.13) Comme la tension V ge (t) est constante, on peut écrire également : dv cg (t) dt = dv ce(t) dt = V dd V gei R g C gc1 (3.14) T 9 < t < T 1 : Losque V cg (t) s annule, la valeur de C gc passe de C gc1 à C gc2. Il y a un changement de pente pour les tensions V cg (t) et V ce (t). dv cg (t) dt = dv ce(t) dt = V dd V gei R g C gc2 (3.15) T 1 < t < T 11 : Losque V ce atteint la tension V bus, la diode D se met en conduction et le courant collecteur commence à chuter. La tension V ge (t) décroît : ( ) V ge (t) = (V dd V gei ) 1 e t Rg (Cge+C gc2 ) +V gei (3.16) i g (t) = V dd V gei R g e t Rg (Cge+C gc2 ) (3.17) T 11 < t < T 12 : A l instant T 11, il ne reste plus que le courant de trous à annuler. Ces charges positives sont principalement stockées dans la zone de drain N de l IGBT. Elles représentent des charges minoritaires qui doivent se recombiner et engendrent un temps de décroissance important du courant collecteur : phénomène couramment appelé "queue de courant". t > T 12 : L IGBT est bloqué, la tension de grille n évolue plus, V ce = V bus, I c =, V ge = V dd Commande de grille en tension avec diode réelle et inductance de câblage - simulation analytique On garde les mêmes conditions que dans la partie précédente (figure 3.7 page 78). On ajoute deux phénomènes pour compléter l étude de la commutation de 85

98 3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande FIG Mise en conduction avec diode réelle et câblage - commande en tension 86

99 3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande l IGBT. On prend en compte le recouvrement de la diode D et l inductance de câblage L cab. Tout d abord, pour la fermeture de l IGBT, on représente les formes d ondes sur la figure Lors de la croissance du courant dans le collecteur, on observe une chute de tension sur le collecteur due à l inductance de câblage L cab : V ce = L cab di c dt (3.18) Lorsque le courant atteint la valeur I fixée par la charge, la diode se bloque mais passe par une phase de recouvrement qui vient ajouter le courant I RM à I au courant collecteur. Pendant cette phase de recouvrement, la tension dépasse la valeur V gei pour satisfaire l équation : V ge (t) = Ic (t) K +V th = I + I RM +V th > K I K +V th = V gei A la fin du recouvrement, la tension V ge se stabilise à V gei et la commutation se termine comme dans le paragraphe précédent. Ensuite, pour l ouverture de l IGBT, on représente les formes d ondes sur la figure On remarque que seule la tension V ce est changée par rapport à la figure 3.11 page 83. Effectivement, pendant la décroissance du courant collecteur, la tension V ce dépasse V bus de la valeur V ce : V ce = L cab di c dt (3.19) Ensuite, pendant la queue de courant, le di c /dt est faible et provoque une surtension négligeable Commande de grille en courant avec diode réelle et câblage - simulation analytique Dans ce paragraphe, nous présentons la commande de grille sur charge inductive à l aide d un générateur de courant. Pour cela, nous considérons le schéma de la figure Nous prenons en compte le recouvrement de la diode D et l inductance de câblage pour l ouverture seulement. On suppose que la source de courant est parfaite pour des tensions comprises entre V dd et V cc. On garde les hypothèses de non-linéarité des capacités C ge, C gc et C ce qui sont représentées figure 3.8 page 79. Avant la mise en conduction, on suppose que l IGBT est bloqué : V ce = V bus, I c =. La source de courant i g est bloquée à V dd et maintient la tension V ge à V dd. L inductance L impose le courant I dans la diode D. Sur la figure 3.16, on représente les formes d ondes à la fermeture de l IGBT. 87

100 3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande FIG Ouverture avec diode réelle et câblage - commande en tension 88

101 3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande FIG Commande de grille en courant t < T : L IGBT est bloqué, la tension de grille est égale à V dd, la source de courant i g (t) fournit un courant négatif pour maintenir la tension V ge à V dd (courant de fuite de la grille). Les capacités C gc (t) et C ce (t) ont pour valeur C gc2 et C ce2. T < t < T 1 : Le générateur de courant fournit un courant i + g qui charge la capacité C ge et décharge C gc. L IGBT est bloqué. La tension V ge (t) évolue suivant l équation : V ge (t) = i + g C ge +C gc2 t +V dd (3.2) T 1 < t < T 2 : La tension V ge dépasse la tension de seuil V th et le courant de l IGBT commence à croître. La diode D est passante et la tension collecteur reste à V bus. Le courant collecteur évolue de la façon suivante : I c (t) = K (V ge (t) V th ) 2 i + g V ge (t) = t +V th C ge +C gc2 ( ) i + 2 g I c (t) = K t 2 (3.21) C ge +C gc2 T 2 < t < T 3 : Lorsque le courant collecteur atteint I, la diode se bloque et passe par une phase de recouvrement. Elle impose à I c la valeur I +I RM qui a pour conséquence d augmenter la tension V ge : V ge (t) = Ic (t) K +V th = I + I RM +V th > K I K +V th = V gei 89

102 3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande FIG Fermeture de l IGBT - commande en courant 9

103 3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande La tension collecteur commence à décroître, si on néglige le recouvrement de la diode, on a : V ge (t) = V gei I(C ge ) = dv gc dt dv ce dt = dv ce dt = i+ g C gc2 (3.22) T 3 < t < T 4 : La diode D a fini son recouvrement, elle est complètement bloquée. L équation 3.22 est valide pour cet intervalle de temps. T 4 < t < T 5 : Lorsque V ce atteint la valeur V gei, on a la capacité C gc (t) qui passe de C gc2 à C gc1 (> C gc2 ). La pente des tensions V cg et V ce diminue : dv ce dt = dv gc dt = i+ g C gc1 T 5 < t < T 6 : Lorsque la tension V ce atteint des valeurs très faibles proches de V cesat, l IGBT fonctionne dans la zone ohmique. La tension V ce continue de diminuer pour atteindre V cesat. La tension V ge évolue de la façon suivante : V ge (t) = i + g C ge +C gc1 t +V gi (3.23) t > T 6 : Lorsque la tension V ge atteint la valeur V cc, la source de courant se bloque et maintient V ge à la tension V cc. Le courant dans l IGBT est égale à I et sa tension collecteur vaut V cesat. Pour l ouverture de l IGBT avec une source de courant, on considère la figure L IGBT est en conduction et la diode D est bloquée. On prend en compte l inductance L cab. Les formes d onde pour l ouverture avec une source de courant sont représentées figure On observe que la décharge de la grille est la même qu à la charge (hormis le phénomène dû au recouvrement de la diode). Une surtension sur le collecteur est dû au câblage et à la décroissance rapide du courant d électron de l IGBT. Lorsque la tension V ge passe en dessous de V th, le courant de trous décroît lentement (phénomène de recombinaison des trous dans la zone de drain N ). 91

104 3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande FIG Ouverture de l IGBT - commande en courant 92

105 3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande Influence du circuit de commande de grille sur la commutation de l IGBT - simulations analytique et numérique Dans les paragraphes précédents, nous considérons la commande en tension passant instantanément de V dd à V cc (ou de V cc à V dd ). Or, dans la pratique, ceci n est pas réalisable. En fonction des technologies et des solutions employées, nous avons un temps de montée (et de descente) de la tension de commande de grille qui n est pas nul et engendre des conséquences sur les commutations des IGBT. Tout d abord, nous étudions la charge et la décharge d une capacité (C) par une résistance (R) et un générateur de tension non idéal. Le schéma est représenté figure FIG Circuit de charge d une capacité avec une source de tension et temps de montée non nul La capacité est initialement chargée à la tension V dd. La tension de commande passe de V dd à V cc avec un temps de montée noté t m. La croissance de V g est linéaire. Nous étudions seulement la montée. Les équations de courant i et de la tension V c sont les suivantes : { i(t) = V cc V dd t t t m C (1 exp( t τ )) m V c (t) = V cc V dd t m (t ( ) + τexp( t τ )) +V dd 1 + τ t m τ t m V cc i(t) = V cc V ctm R exp( t τ ) t t m V c (t) = (V cc V ctm ) (1 ( exp( t τ )) V ctm = V cc 1 + τ ( t m 1 + exp( t τ ))) +V dd τ ( t m 1 exp( t τ )) τ = R C Grâce à ces équations, on peut étudier l influence des trois paramètres (R, C, t m ) sur la forme de la tension V c et du courant i. Dans une première approche, on 93

106 3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande peut supposer R et t m comme constants (qui modélisent une solution donnée de commande de grille) et faire varier C (pour modéliser plusieurs IGBT différents). On prend arbitrairement t m = 7ns et R = 3.3Ω (qui représente bien la réalité) et des valeurs de C allant de 1nF à 22nF. Sur la figure 3.19, on représente la charge de la capacité C pour différentes valeurs. On remarque que les formes d ondes sont différentes d une charge de capacité avec une source parfaite (front de montée infiniment raide). Le courant maximal ne dépend pas uniquement de la tension de commande et de la résistance R. Plus la constante de temps R.C est proche de t m, plus la forme du courant i s éloigne de sa forme avec une source de tension parfaite. En effet, le courant maximal avec une source parfaite est : et dans le cas de la source réelle : i max1 = i(t = ) = V cc V dd R i max2 = i(t = t m ) = V cc V ( dd C 1 exp( t ) m t m τ ) (3.24) (3.25) Sur la figure 3.2(a), représente la courbe de i max2 en fonction de t m. Lorsque t m tend vers zéro, on retrouve la valeur i max1. Sur la figure 3.2(b), on représente la courbe i max2 en fonction de C. Cette courbe est la plus intéressante car elle donne la valeur i max2 pour une solution donnée de commande de grille (t m fixe et R ajustable) et pour différents IGBT modélisés par la capacité C. Cette modélisation est simpliste mais permet de montrer que si la constante de temps R.C est du même ordre de grandeur que le temps de montée (et de descente) de la source de tension, les formes d ondes et les équations des paragraphes et ne sont plus valides. La prise en compte de t m est nécessaire. L étude de l influence de la commande de grille sur la commutation de l IGBT passe par des simulations sur une puce IGBT dans un montage hacheur sur charge inductive (3.6). Sur la figure 3.21, on montre les simulations pour différents temps de montée de la tension de commande V g. Le logiciel est SIMPLORER 2. Les conditions de simulations sont décrites en détail dans le paragraphe 3.3 page 98. Le schéma considéré est représenté figure La tension V ee représente la tension V E pes. On remarque que les commutations en tension et en courant sont retardées si l on augmente le temps de montée t m. La vitesse de variation de la tension V ce diminue très peu si t m augmente. La tension V ge et le courant i g sont influencés par la valeur de t m. Comme vu précédemment, la courant de grille maximum et la vitesse de variation du courant i c dépendent de t m. 2 marque déposée 94

107 3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande Courant Ic 1nF 33nF 1nF 22nF Courant [A] s 1 ns 2 ns 3 ns 4 ns 5 ns 6 ns 7 ns 8 ns 9 ns 1 us Temps [s] 15 1 Tension Vc 1nF 33nF 1nF 22nF 5 Tension [V] s 1 ns 2 ns 3 ns 4 ns 5 ns 6 ns 7 ns 8 ns 9 ns 1 us Temps [s] FIG Charge d une capacité par une source de tension avec un transitoire de montée non nul - R=3.3Ω et t m =7ns 95

108 3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande (a) (b) FIG. 3.2 Courant maximal en fonction de t m et C 96

109 3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande V g [V] ns 2ns 4ns us 13. us 13.5 us 14. us Time [s] 12 V GsEs [V] ns 2ns 4ns Igrille [A] ns 2ns 4ns V CpEp [V] V CE [V] us 13. us 13.5 us 14. us Time [s] us 13. us 13.5 us 14. us Time [s] 5ns 2ns 4ns us 13. us 13.5 us 14. us Time [s] 5ns 2ns 4ns Ic [A] Vee [V] 12.5 us 13. us 13.5 us 14. us Time [s] us 13. us 13.5 us 14. us Time [s] 5ns 2ns 4ns us 13. us 13.5 us 14. us Time [s] 5ns 2ns 4ns FIG Influence du temps de montée de la tension de grille V g sur la commutation d une puce IGBT à la mise en conduction - simulation SIMPLORER. 97

110 3.3 Modélisation et influences des inductances de câblage de module IGBT Conclusion Deux types de commande (tension et courant) ont été étudiées afin de déterminer les formes d onde lors de commutations sur charge inductive. On peut dégager plusieurs remarques qui seront utiles lors de la conception de la fonction de commande de grille ( section 4.2 page 141). Tout d abord, on note que les deux types de commande permettent de contrôler les vitesses de variation des grandeurs électriques côté puissance (V ce et I c ). Ceci implique que le choix retenu pour la conception dépend de critères technologiques. En effet, la solution à base de générateur de courant n est pas viable pour un driver industriel, elle est trop complexe à mettre en oeuvre. La solution avec une source de tension et une résistance de grille est très intéressante car les réalisations technologiques envisageables sont simples à mettre en oeuvre : voir section page 154. En dernier point, nous avons mis en évidence, dans la cas de la commande en tension, que la vitesse de variation de la source de tension qui commande la résistance de grille a une influence sur les commutations des modules IGBT. Une attention toute particulière sera portée sur ce phénomène lors de la conception de la commande de grille (section page 154). 3.3 Modélisation et influences des inductances de câblage de module IGBT Dans la section précédente (3.2), nous avons étudié les commutations de puces IGBT. Le modèle d IGBT utilisé précédemment ne prend pas en compte les effets inductifs dus aux connexions dans les modules IGBT. Dans ce paragraphe, nous exposons l intérêt de la prise en compte des inductances de câblage des modules IGBT et leurs influences sur les commutations. Puis, grâce au logiciel SIMPLO- RER, nous présentons des simulations de commutations de puces IGBT avec des inductances de câblage Intérêt de la prise en compte des inductances de câblage La modélisation électrique complète des modules IGBT passe par la connaissance et la caractérisation des puces IGBT (caractérisation statique, non linéarité des effets capacitifs) et par la modélisation des inductances et des couplages dus à la connectique. En effet, les modules IGBT possèdent des systèmes de connectique qui allient bus-barres et bondings pour relier les différentes puces IGBT et diodes aux connexions électriques externes. Il faut prendre conscience que la moindre connexion métallique possède une inductance propre et des coefficients de couplage avec les autres connexions. Sur la figure 3.22 on montre deux modules composés de plusieurs puces IGBT et diode : ECONOPACK FS225R12KE3 et FZ12R33KE3. On voit apparaître 98

111 3.3 Modélisation et influences des inductances de câblage de module IGBT les connexions par bondings et bus-barres. On note également que les connexions de puissance et de commande sont proches les unes des autres et va engendrer des couplages entre puissance et commande. (a) (b) FIG Modules IGBT, connexions par bus-barres et bondings Influence des inductances de câblage Descripion du montage Dans cette partie, nous considérons une puce IGBT connectée aux bornes de Grille-signal (Gs), Emetteur-signal (Es), Collecteur-signal(Cs), Emetteur-puissance (Ep) et Collecteur-puissance (Cp) par des connexions modélisées par les inductances propres L 1 à L 7 et les coefficients de couplage M i j. Sur la figure 3.23(a), on représente la puce IGBT, les inductances et les couplages. D une manière plus systématique, on représente la puce et le câblage suivant le schéma de la figure 3.23(b) pour faire apparaître la matrice symétrique d inductance M : V 1 V 2 V 3 V 4 V 5 V 6 V 7 = V CpA V CsA V AC V GsG V EB V BEs V BE p = L 1 M 12 M 13 M 14 M 15 M 16 M 17 L 2 M 23 M 24 M 25 M 26 M 27 L 3 M 34 M 35 M 36 M 37 L 4 M 45 M 46 M 47 L 5 M 56 M 57 L 6 M 67 L 7 d dt i 1 i 2 i 3 i 4 i 5 i 6 i 7 99

112 3.3 Modélisation et influences des inductances de câblage de module IGBT (a) (b) FIG Puce IGBT et matrice d impédances V = M di (3.26) dt M = M t (3.27) V : vecteur tension i : vecteur courant M : matrice d inductance Nous considérons le montage hacheur représenté figure 3.24 pour commenter l influence des valeurs des coefficients de la matrice M sur les commutations de l IGBT. On considère que la source V g est parfaite (temps de montée et descente nuls). L 1, L 3, L 7 : inductances en série avec L cab, elles augmentent la surtension de V ce à l ouverture. L 2 : n a pas d influence dans cette configuration car la connexion C s n est pas reliée. L 4, L 6 : elles ralentissent la montée et la descente du courant de grille i g à chaque commutation. Elles peuvent engendrer des oscillations sur la tension de grille et provoquer des instabilités. 1

113 3.3 Modélisation et influences des inductances de câblage de module IGBT FIG Montage hacheur sur charge inductive, prise en compte des impédances de câblage 11

114 3.3 Modélisation et influences des inductances de câblage de module IGBT L 5 : elle ralentit la montée (et la descente) du courant de grille i g (comme L 4 et L 6 ) et crée une contre-réaction sur la tension de grille lors des commutations du courant collecteur i c qui a pour effet de ralentir la montée (et la descente) de la tension V ge. L cc : inductance de charge du hacheur. L d : inductance série de la diode de roue libre. L cab : inductance de câblage de la source de tension V bus et du bus-barre du hacheur. Le montage hacheur est simulé avec le logiciel SIMPLORER. La puce IGBT est modélisée par un composant IGBT "N channel IGBT" de la librairie "semiconductors device level". Son calibre en courant est de 4A et en tension de 33V. La diode d est modélisée par le composant "diode" de la librairie "semiconductors device level" avec les mêmes calibres en courant et tension que la puce IGBT. Analyses et influences des inductances propres et mutuelles Tout d abord, pour simplifier l analyse, on suppose que les couplages entre L cc, L d, L cab et les inductances du module IGBT sont nuls. Les inductances L 4 et L 6 modélisent le câblage de la commande de grille. La mutuelle M 46 augmente ou diminue la valeur de l inductance vue par la tension V g (commande grille). En effet, comme L 4 et L 6 sont parcourues par le même courant i g, on a les formules suivantes : V GsEs = V 4 +V GE +V 5 +V 6 V 4 = L 4. di g dt + M 45. d dt (i g + i c ) + M 46. di g dt V 5 = L 5. d dt (i g + i c ) + M 45. di g dt + M 56. di g dt V 6 = L 6. di g dt + M 56. d dt (i g + i c ) + M 46. di g dt V GsEs = V GE + (L 4 + L 5 + L M M M 56 ). di g dt + (L 5 + M 45 + M 56 ). di c dt V GsEs = V GE + L g1. di g dt + L g2. di c dt L g1 = L 4 + L 5 + L M M M 56 L g2 = L 5 + M 45 + M 56 si M 46 = = L g = L 4 + L M M 56 si M 46 = L g L 4 + L M M 56 si M 46 = L g L 4 + L M M 56 12

115 3.3 Modélisation et influences des inductances de câblage de module IGBT On remarque que la structure géométrique des connexions de grille et d émetteur peut avoir un effet de réduction sur l inductance L g vue par la commande de grille (effet bus-barre). Nous venons de faire apparaître l inductance L 5 et ses coefficients de couplage avec L 4 et L 6 dans l équation de commande de grille. Celle-ci est parcourue d une part par le courant de grille et d autre part par le courant collecteur. Ceci nous montre que le courant collecteur a un effet direct sur la maille de commande de grille par le biais de l inductance L 5 et des mutuelles M 45 et M 56. Du côté de la partie puissance, quatre inductances interviennent dans la maille : L 1, L 3, L 5 et L 7. On néglige pour le moment les effets de couplage entre la partie commande (modélisée par L 4 et L 6 ) et la partie puissance (modélisée par L 3, L 5 et L 7 ) pour des raisons de simplicité du modèle. V CpE p = V 1 +V 3 +V CE +V 5 +V 7 V CpE p = (L 1 + L 3 + L 5 + L M M M M M M 57 ). di c dt +V CE + (L 5 + M 15 + M 35 + M 57 ). di g dt V CpE p = L c1. di c dt +V CE + L c2. di g (3.28) dt L c1 = L 1 + L 3 + L 5 + L M M M M M M 57 (3.29) L c2 = L 5 + M 15 + M 35 + M 57 La structure géométrique des connexions de puissance influence la valeur de L c1 et L c2 par le biais des coefficients de couplage et peut favoriser la diminution de L c1 et L c2 (effet bus-barre). La variation du courant de grille i g a une influence sur le circuit de puissance à cause de l impédance commune L 5 et des coefficients de couplage entre L 5 et (L 1 -L 3 -L 7 ). La connexion C s n est pas reliée à un potentiel ou à une impédance, on néglige L 2, M 12, M 23, M 24, M 25, M 26 et M 27. Il reste les coefficients de couplage entre la puissance et la commande : M 14, M 16, M 17, M 34, M 36, M 47 et M 67. Leurs influences sont exposées et analysées dans le paragraphe suivant. Simulation du montage Les équations analytiques permettent de comprendre les implications des variations des paramètres de la matrice d inductance M sur les formes d ondes associées au montage hacheur figure Les simulations numériques apportent un complément d analyse avec le comportement des puces IGBT. Nous étudions tout d abord l influence de L 1, L 7 et M 17 sur les commutations d ouverture et de fermeture. Sur les figures 3.25, 3.26 et 3.27, on montre l influence de L 1, L 7 et K 17 sur les tensions et courants suivants : V GsEs, i g, V CpE p, i c et V ee. On note que les inductances 13

116 3.3 Modélisation et influences des inductances de câblage de module IGBT L 1 et L 7 ont les mêmes effets sur les commutations. La seule différence intervient sur la tension V ee (= L 6. di g dt L 7. di c dt ). Le coefficient de couplage K 17 est défini par la formule suivante : K 17 = M 17 L1.L 7 Les valeurs choisies pour L 1 et L 7 (1nH, 3nH, 1nH, 3nH) représentent une large gamme de valeurs et ne sont pas des valeurs conformes à la réalité (comme 1nH et 3nH). Les valeurs de K 17 sont choisies arbitrairement à -.3, et.3. L 1 : sur la figure 3.25, on montre l influence de L 1 sur les commutations de l IGBT. L 1 appartient à la maille de puissance du montage hacheur et ralentit la montée et la descente du courant I c. De ce fait, les tensions V ce et V CpE p sont différentes en fonction de la valeur de L 1 (L 1, L 3, L 5, L 7, L cab. di c dt ). Comme le courant i c et les tensions V ce et V ge sont liés par la caractéristique statique de la puce IGBT, la valeur de L 1 a une influence sur la maille de commande de grille. La tension V ge et le courant i g sont influencés par la valeur de L 1 lors des commutations en courant et très peu lors des commutations en tension. On note que pour L 1 = 3nH, des oscillations apparaissent sur V ge et i g. Ceci est dû aux oscillations de i c à l ouverture. Lors de manipulations, il est très peu pratique d avoir accès aux points G, C et E des modules. La tension V CpE p est celle mesurée dans la pratique (connexions accessibles de l IGBT). Or, on remarque que la valeur maximale à l ouverture de V ce augmente lorsque L 1 augmente et que ceci n est pas vrai pour la tension V CpE p. La diminution de la vitesse de commutation du courant collecteur (di c /dt) ne contre pas totalement l effet de l augmentation de la valeur de L 1. Il est donc important de prendre conscience que la tension mesurée V CpE p ne reflète pas la tension présente aux bornes de la puce IGBT. L 7 : sur la figure 3.26, on montre l influence de L 7 sur les commutations de l IGBT. L 7 est en série avec L 1, elle a donc le même effet que celle-ci. Seule la tension V ee est modifiée différement que avec L 1 car V ee = L 6.di g /dt L 7.di c /dt. Plus L 7 a une valeur importante, plus V ee atteint des valeurs importantes lors des commutations en courant de l IGBT (tension V CE ). K 17 : sur la figure 3.27, on montre l influence de K 17 sur les commutations de l IGBT. Quand K 17 =, on dit que L 1 et L 7 ne sont pas couplées, ce qui ne correspond pas à la réalité. Lorsque K 17 <, on dit que L 1 et L 7 réalisent un effet bus-barre, c est à dire que l inductance équivalente de L 1 et L 7 est réduite (voir les équations 3.28 et 3.29). Lorsque K 17 >, l effet bus-barre est "négatif", cette configuration ne représente pas de cas réel et comporte seulement un intérêt pédagogique. Nous comparons des courbes de la figure 3.27 lorsque K 17 = et.3. On remarque que lorsque K 17 =.3, la commutation en courant est plus rapide à l ouverture et à la fermeture que lorsque K 17 = (effet bus-barre). De même, pour la surtension aux bornes de la puce IGBT à l ouverture. On note que la tension V ge et le courant i g sont très peu 14

117 3.3 Modélisation et influences des inductances de câblage de module IGBT influencés par la valeur de K 17 dans l intervalle [-.3,.3]. V GsEs [V] V CpEp [V] V CE [V] us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] 1nH 3nH 1nH 3nH 1 1 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] 1nH 3nH 1nH 3nH 1 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] 1nH 3nH 1nH 3nH Igrille [A] Ic [A] Vee [V] nH 4 3nH 1nH 6 3nH 1 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] 1 1 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] 1nH 3nH 1nH 3nH 8 1 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] 1nH 3nH 1nH 3nH FIG Influence de la valeur de L 1 - simulation 15

118 3.3 Modélisation et influences des inductances de câblage de module IGBT V GsEs [V] V CpEp [V] V CE [V] us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] 1nH 3nH 1nH 3nH 1 1 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] 1nH 3nH 1nH 3nH 1 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] 1nH 3nH 1nH 3nH Igrille [A] Ic [A] Vee [V] nH 4 3nH 1nH 6 3nH 1 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] 1 1 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] 1nH 3nH 1nH 3nH 1 1 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] 1nH 3nH 1nH 3nH FIG Influence de la valeur de L 7 - simulation 16

119 3.3 Modélisation et influences des inductances de câblage de module IGBT 2 8 V GsEs [V] V CpEp [V] V CE [V] us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] K17 =.3 K17 = K17 = us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] K17 =.3 K17 = K17 =.3 1 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] K17 =.3 K17 = K17 =.3 Igrille [A] Ic [A] Vee [V] us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] K17 =.3 K17 = K17 = us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] K17 =.3 K17 = K17 =.3 1 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] K17 =.3 K17 = K17 =.3 FIG Influence de la valeur de K 17 - simulation 17

120 3.3 Modélisation et influences des inductances de câblage de module IGBT Sur les figures 3.28, 3.29 et 3.3, on montre l influence de L 4, L 6 et K 46 sur les tensions et courants suivants : V GsEs, i g, V CpE p, i c et V ee. Le coefficient de couplage K 46 est défini par la formule suivante : K 46 = M 46 L4.L 6 Les valeurs choisies pour L 4 et L 6 (1nH, 3nH, 1nH) représentent une large gamme de valeurs. Les valeurs de K 46 sont choisies arbitrairement à -.3, et.3. L 4 : sur la figure 3.28, on montre l influence de L 4 sur les commutations. L 4 appartient à la maille de commande de grille. Elle ralentit la montée du courant de grille. Elle peut également provoquer des oscillations sur la tension et le courant de grille lorsque sa valeur est trop élevée mais n est pas visible dans les figures proposées. Elle est également la cause d un décrochement lors de la mise en conduction et de la fermeture de l IGBT sur la tension V GsEs (tension accessible facilement) : sur la courbe V GsEs de la figure 3.28, on voit ces deux décrochements pour l ouverture à 1.1µs et pour la fermeture à 12.5µs. Les formes d onde V GsEs et i g sont légèrement différentes pour des valeurs de L 4 comprises entre 1nH et 1nH (ce qui correspond à des valeurs réelles de modules IGBT). De ce fait, la tension V CpE p et le courant i c sont très peu influencés par les variations de L 4. L 6 : sur la figure 3.29, on montre l influence de L 6 sur les commutations. Elle appartient à la maille de commande de grille au même titre que L 4. Les remarques précédentes concernant L 4 sont donc valables pour L 6. La seule différence concerne la tension V ee qui dépend directement de L 6. On voit, sur les courbes de la tension V ee, l influence de L 6 et de la variation du courant de grille i g. K 46 : sur la figure 3.3, on montre l influence de K 46 sur les commutations. On a choisi arbitrairement les valeurs -.3, à et.3. Cette dernière valeur a un intérêt purement pédagogique car les structures classiques des modules IGBT privilégient les couplages négatifs (effet bus-barre). K 46 modélise le couplage entre la connexion de grille et la connexion d émetteur de commande. Lorsque K 46 <, L 4 et L 6 réalisent un effet bus-barre. L inductance vue par le circuit de commande (modélisé par la tension V g ) est réduite. Ceci permet d accélérer les variations du courant de grille et par conséquent les variations du courant collecteur. Cela est vérifié sur les courbes de i c et V ce de la figure 3.3. La tension V ee est également sensible aux variations de K 46 car elle est directement liée à M 46 et à la vitesse de variation de i c (par le biais de L 7 ) qui dépend de K

121 3.3 Modélisation et influences des inductances de câblage de module IGBT 2 8 V GsEs [V] V CpEp [V] Vce [V] us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] 1nH 3nH 1nH 1 1 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] 1nH 3nH 1nH 1 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] 1nH 3nH 1nH Igrille [A] Ic [A] Vee [V] us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] 1nH 3nH 1nH 1 1 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] 1nH 3nH 1nH 3 1 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] 1nH 3nH 1nH FIG Influence de la valeur de L 4 - simulation 19

122 3.3 Modélisation et influences des inductances de câblage de module IGBT 2 8 V GsEs [V] V CpEp [V] Vce [V] us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] 1nH 3nH 1nH 1 1 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] 1nH 3nH 1nH 1 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] 1nH 3nH 1nH Igrille [A] Ic [A] Vee [V] us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] 1nH 3nH 1nH 1 1 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] 1nH 3nH 1nH 3 1 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] 1nH 3nH 1nH FIG Influence de la valeur de L 6 - simulation 11

123 3.3 Modélisation et influences des inductances de câblage de module IGBT 2 8 V GsEs [V] V CpEp [V] Vce [V] us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] K46 =.3 K46 = K46 = us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] K46 =.3 K46 = K46 =.3 1 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] K46 =.3 K46 = K46 =.3 Igrille [A] Ic [A] Vee [V] us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] K46 =.3 K46 = K46 = us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] K46 =.3 K46 = K46 =.3 1 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] K46 =.3 K46 = K46 =.3 FIG. 3.3 Influence de la valeur de K 46 - simulation 111

124 3.3 Modélisation et influences des inductances de câblage de module IGBT Nous avons vu l influence sur les commutations des valeurs des inductances de la maille de commande (L 4 et L 6 ) et de la maille de puissance (L 1 et L 7 ). Les couplages étudiés précédemment font intervenir des inductances appartenant à la même maille : M 46 et M 17. Il est maintenant intéressant d étudier l influence des couplages entre la puissance et la commande. Considérons le cas du couplage entre L 4 de la maille de commande et L 7 de la maille de puissance modélisé par la mutuelle M 47 et le coefficient de couplage K 47 : K 47 = M 47 L4.L 7 V GsEs [V] us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 8 Time [s] K47 =.1 K47 = K47 =.1 Igrille [A] us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 5 Time [s] K47 =.1 K47 = K47 =.1 V CpEp [V] us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] K47 =.1 K47 = K47 =.1 Ic [A] us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 6 Time [s] K47 =.1 K47 = K47 =.1 6 K47 =.1 K47 = K47 = K47 =.1 K47 = K47 =.1 V CE [V] 4 Vee [V] us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] FIG Influence de la valeur de K 47 - simulation 112

125 3.3 Modélisation et influences des inductances de câblage de module IGBT Ce couplage a pour effet de lier le circuit de commande (L 4 ) au circuit de puissance (L 7 ) lors des variations des courants i g et i c. En effet, sur la figure 3.31, on note que la tension V GsEs est fortement influencée par la valeur de K 47. Lors de la mise en conduction, quand la vitesse de variation du courant i c est la plus importante, la tension V GsEs est fortement perturbée. A l ouverture, la variation de i c est plus faible, la tension V GsEs est très peu perturbée. Ces remarques sont valables pour le courant de grille i g. Sur la figure 3.32, on montre l influence de L cab sur les commutations. Elle a une influence importante sur les tensions V CpE p et V ce. En effet, lors des commutations du courant i c, L cab joue un rôle important. A l ouverture, les surtensions sur V CpE p et V ce ont pour origine principalement L cab.di c /dt ; puis à la fermeture, les tensions V CpE p et V ce ont un creux dû également à L cab.di c /dt. Les variations du courant i c à l ouverture et à la fermeture sont très peu affectées par la valeur de L cab dans la gamme [5nH, 1nH] ainsi que la tension V ge et le courant i g. Sur la figure 3.33, on montre l influence de L 5 sur les commutations. Cette inductance est commune à la maille de commande et de puissance. Elle a un effet néfaste sur la commutation en courant de l IGBT. Lors de la fermeture par exemple, la tension L 5.di c /dt se soustrait à la tension V ge et ralentit la montée du courant i c. Ceci se vérifie sur la figure 3.33 où l on voit que la vitesse d établissement du courant décroit lorsque L 5 augmente. Conclusion Grâce à des hypothèses simplificatrices, nous avons étudié l influence de certaines valeurs d inductances propres et mutuelles. Tout d abord, on remarque que les inductances de la maille de commande de grille (L 4 et L 6 ) ont une faible influence sur les commutations dans la gamme de valeur : 1nH - 3nH. Ceci implique que la longueur des câbles entre la résistance de grille et le module IGBT peut être de quelques centimètres à quelques dizaines de centimètres sans avoir de répercussions sur les commutations. Cette remarque est intéressante surtout pour les concepteurs de convertisseurs qui peuvent se permettrent de placer les drivers à quelques centimètres des modules IGBT sans avoir de problème d oscillations sur la commande de grille. Cette remarque ne prend pas en compte les effets de couplages qui peuvent exister entre le câblage du circuit de commande de grille et le reste du convertisseur. On a pu mettre en évidence l influence de la contre-réaction de L 5 sur la commutation à la mise en conduction. Or, la valeur de cette inductance est imposée par la topologie des modules IGBT. Dans l optique de la conception d un driver, celle valeur est imposée. La même remarque se profile pour L 1 et L 7 dont les valeurs dépendent du module IGBT. Elles ont pour conséquence de changer les vitesses de variation des grandeurs électriques i c et V ce et la valeur de la surtension de V ce. Pour la conception du driver, ces valeurs sont à prendre en compte pour l estimation des surtensions de V ce. 113

126 3.3 Modélisation et influences des inductances de câblage de module IGBT V GsEs [V] us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 8 Time [s] 5nH 5nH 1nH Igrille [A] us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 5 Time [s] 5nH 5nH 1nH V CpEp [V] us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] 5nH 5nH 1nH Ic [A] us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 6 Time [s] 5nH 5nH 1nH nH 5nH 1nH V CE [V] 4 5nH 5nH 1nH Vee [V] us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] FIG Influence de la valeur de L cab - simulation 114

127 3.3 Modélisation et influences des inductances de câblage de module IGBT V GsEs [V] us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 8 Time [s] 1nH 5nH 1nH Igrille [A] us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 5 Time [s] 1nH 5nH 1nH V CpEp [V] V CE [V] us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] 1nH 5nH 1nH 1 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] 1nH 5nH 1nH Ic [A] Vee [V] us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] 1nH 5nH 1nH 1 1 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us Time [s] 1nH 5nH 1nH FIG Influence de la valeur de L 5 - simulation 115

128 3.4 Estimation et identification de l inductance d émetteur de modules IGBT 12A-33V Pour la conception du driver au chapitre 4, nous pouvons retenir que la pluspart des valeurs des inductances de la modélisation proposée sont imposées par le module IGBT aux exceptions de L 4 et L 6. Nous verrons par la suite que la connaissance de la valeur de L 7 présente un enjeu important pour la protection en courtcircuit proposée au chapitre Estimation et identification de l inductance d émetteur de modules IGBT 12A-33V Présentation Dans cette section, nous proposons d identifier l inductance d émetteur (notée L 7 sur les figures 3.23(a) et 3.24) des modules FZ12R33KF2 (Eupec) et CM12HB66H (Mitsubishi). Deux méthodes sont exposées et comparées : l une expérimentale basée sur l extraction de paramètre à partir d une commutation, l autre basée sur une description physique du câblage et résolution numérique du système. L importance de connaître L 7 est développée dans la section page 179 où l on utilise cette inductance pour avoir l image de di c /dt lors des commutations sur des faibles impédances de court-circuit. Nous proposons de comparer deux modules 12A-33V de deux constructeurs différents. Ce sont des IGBT simples constitués chacun de 24 puces IGBT de 5A et 12 puces diodes de 1A. On distingue 6 zones rectangulaires (4 puces IGBT et deux puces diodes) reliées deux à deux par les connexions de puissance extérieures : voir figures 3.34(a) pour le module FZ12R33KF2 et 3.34(b) pour le module CM12HB66H. (a) (b) FIG Modules IGBT FZ12R33KF2 et CM12HB66H décapotés 116

129 3.4 Estimation et identification de l inductance d émetteur de modules IGBT 12A-33V Identification de L 7 par une mesure en commutation Le principe de base consiste à modéliser le module IGBT comme sur la figure 3.35 : une seule puce IGBT et sept inductances couplées. On suppose que les couplages M i7 sont nuls (1 i 6). Nous vérifions la validité de ces simplifications à l aide des résultats obtenus. FIG Montage hacheur sur charge inductive, prise en compte des impédances de câblage Sur le montage de la figure 3.35, lors de la mise en conduction avec un courant non nul dans L cc, la diode s ouvre avec un recouvrement. Le courant dans l IGBT évolue rapidement. Une tension est engendrée aux bornes de L 7 : L 7.di c /dt. Elle peut être mesurée par l intermédiaire de la tension V E pes qui est accessible par les connexions externes du module IGBT : V E pes = L 6. di g dt L 7. di c dt Dans cette formule, on suppose que tous les couplages M i6 et M i7 sont nuls. Lorsque le courant collecteur commute, le courant de grille a un gradient très faible ce qui permet d identifier V E pes à di c /dt. La dérivée du courant i c est calculée numériquement à partir de i c. La tension V E pes est mesurée simplement avec une sonde de tension. On fait le ratio de la tension V E pes et de di c /dt sur une partie de la 117

130 3.4 Estimation et identification de l inductance d émetteur de modules IGBT 12A-33V commutation où di c /dt est non nul pour obtenir une estimation de L 7. Pour vérifier la validité de la valeur trouvée, on superpose V E pes et L 7.di c /dt. Les figures 3.36 et 3.37 montrent les commutations et les résultats obtenus pour les modules FZ12R33KF2 et CM12HB66H. i c [A] ic V ee [V] et L 7.dI c /dt[v] L 7 = 3nH Vee L 7.dI c /dt 1. us 1.5 us 2. us 2.5 us 3. us Temps [s] us 1.5 us 2. us 2.5 us 3. us Temps [s] FIG Estimation de L 7 pour le module FZ12R33KF2 - valeur estimée : 3nH i c [A] ic V ee [V] et L 7.dI c /dt[v] L 7 = 5nH Vee L 7.dI c /dt s 1 us 2 us 3 us 4 us 5 us 6 us 7 us 8 us Temps [s] 3 s 1 us 2 us 3 us 4 us 5 us 6 us 7 us 8 us Temps [s] FIG Estimation de L 7 pour le module CM12HB66H - valeur estimée : 5nH Estimation de L 7 avec le logiciel InCa Nous proposons une estimation de L 7 avec le logiciel InCa. Pour le module FZ12R33KF2, nous effectuons une simplification qui permet de considérer une seule zone du module pour estimer L 7 si l on considère que les six zones sont identiques. Le courant se divise en trois de façon équilibré, ensuite en deux puis en deux (figure 3.38). Pour estimer L 7, on calcule les inductances élémentaires, on les pondère par la proportion du courant qui les traverse puis on somme ces valeurs. La figure 3.38 montre une zone du module FZ12R33KF2 et le chemin du courant. La figure 3.39 montre le schéma équivalent de la figure Sur la figure 3.4, on représente les descriptions faites avec le logiciel InCa pour le calcul de L a, L b, L c et L d du module FZ12R33KF2. 118

131 3.4 Estimation et identification de l inductance d émetteur de modules IGBT 12A-33V FIG Module FZ12R33KF2 et distribution du courant d émetteur FIG Schéma équivalent des connexions du module FZ12R33KF2 119

132 3.4 Estimation et identification de l inductance d émetteur de modules IGBT 12A-33V L a et L b L c L d FIG. 3.4 Descriptions physiques des connexions d émetteur du module FZ12R33KF2 avec le logiciel InCa La résolution 2D de InCa donne les résultats suivants : L a =.5nH L b = 25nH L c = 3.25nH L d = 2nH à 1MHz Pour obtenir L 7, on ajoute ces valeurs d inductance corrigées par leurs coefficients respectifs : L 7 = L a 3 + L b + L c + L d 6 12 = nH 12

133 3.4 Estimation et identification de l inductance d émetteur de modules IGBT 12A-33V Nous effectuons le même raisonnement pour le module CM12HB66H. Il est constitué de six zones. Elles sont reliées deux par deux à la connexion d émetteur de puissance. Le courant est supposé équiréparti entre les trois connexions. On modélise une seule connexion d émetteur de puissance puis on divise sa valeur par trois. La figure 3.41 montre le module CM12HB66H avec les six zones. Les connexions d émetteur de puissance ne sont pas présentes sur la photographie (arrachées pour pouvoir ouvrir le module). La figure 3.42 montre la modélisation physique de cette partie du module. FIG Module CM12HB66H décapoté FIG Description physique des connexions d émetteur du module CM12HB66H avec le logiciel InCa 121

134 3.5 Avalanche dynamique de module IGBT On trouve grâce au logiciel InCa : L = 9nH à 1MHz Comparaison des méthodes et des modules Le tableau 3.1 donne les résultats obtenus avec l identification à l aide des commutations et les simulations avec le logiciel InCa. Module Commutation InCa FZ12R33KF2 3nH 6.5nH CM12HB66H 5nH 9nH TAB. 3.1 Comparaison des valeurs de L7 On note que les valeurs données par le logiciel InCa sont plus grandes que les valeurs identifiées avec les commutations. La tendance est la même avec les deux modules. On peut expliquer ce phénomène car, avec le logiciel InCa, nous n avons pas pris en compte l effet bus-barre qui existe entre la connexion d émetteur et la connexion de collecteur. Dans la réalité, la valeur de l inductance d émetteur vue par le circuit extérieur est plus faible que sa valeur d inductance propre grâce au couplage entre le collecteur et l émetteur. 3.5 Avalanche dynamique de module IGBT Introduction L avalanche dynamique est un phénomène qu il faut prendre en compte lors de l ouverture sur défaut de certains modules IGBT pour pouvoir expliquer les formes d ondes [Ogu4a]. En effet, lors de l ouverture en cas de défaut, le courant coupé par l IGBT est supérieur au courant nominal et une surtension importante est présente lors de l ouverture. Un exemple de commutation à l ouverture est donné figure 3.43 avec avalanche dynamique : module IGBT Mitsubishi CM3DU-24H (12V - 3A). Pour la tension V ce correspondant au courant coupé de 38A (valeur légèrement supérieure au courant nominal de 3A), la surtension est de 1V. Pour des courants supérieurs à la valeur nominale (77A et 11A), la surtension est de 13V environ. La tension V ce présente un plateau à 73V environ qui caractérise un fonctionnement en avalanche car la tension d avalanche en statique est de 12V Phénomène physique La tenue en tension de l IGBT est assurée par la couche épitaxiée N. Sur la figure 3.44, on représente en coupe une demie cellule IGBT. En fonctionnement 122

135 3.5 Avalanche dynamique de module IGBT 8 Tension V ce pour différents courants coupés 12 Courant I c Tension [V] I c =38A 77A 11A Courant [A] I c =38A 77A 11A. s 25. ns5. ns75. ns 1. us 1.25 us 1.5 us Temps [s]. s 25. ns5. ns75. ns 1. us 1.25 us 1.5 us Temps [s] FIG Mise en évidence de l avalanche dynamique du module CM3DU- 24H - photographies du montage hacheur - courbes de commutation à l ouverture - schéma électrique du dispositif 123

136 3.5 Avalanche dynamique de module IGBT "fermé", le courant circule du collecteur vers l émetteur et polarise la jonction P + N (couche P + côté collecteur) en direct. La zone N est en régime de forte injection (injection forte de trous provenant de la couche P + du collecteur) créant une zone de plasma caractérisée par une faible chute de tension. A l état "bloqué", la tenue en tension de l IGBT est assurée par la jonction P + N (P + côté émetteur) polarisée en inverse. En régime statique, la tenue en tension est assurée par la largeur de la couche N épitaxiée W B. Il faut que la largeur de la zone de charge d espace soit inférieure à W B. Si la largeur de la zone de charge d espace est supérieure à W B, on a perçage de la couche N (couche épitaxiée). Lors de l ouverture de l IGBT sur charge inductive, la tension V ce augmente. Quand elle atteint la tension de bus, la diode de roue libre entre en conduction, le courant dans l IGBT décroît. Le fort gradient de courant dans l IGBT crée une surtension à cause des inductances de câblage. La tension V ce crée un champ électrique E M dans la région N (couche épitaxiée) et peut mener à l avalanche si celui-ci est supérieur au champ critique E C. En régime de forte injection, le champ maximum E M dépend de la densité de courant dans l IGBT. En effet, nous avons les équations suivantes dans les cas de faible et forte injections pour la jonction P + N côté émetteur en polarisation inverse : Faible injection : Forte injection : J p = q.µ p.p.e q.d p. p x (3.3) E M = q.n D.W ε SC (3.31) J p = q.p.v s p (3.32) J p p = q.vp s (3.33) p >> N D (3.34) E M = q.(n D + p).w ε SC ( ) (3.35) E M (J p ) = q. N D + J p q.vp s.w ε SC (3.36) q : charge élémentaire 1, C µ p : mobilité des trous [cm 2.V 1.s 1 ] p : densité de trous [cm 3 ] E : champ électrique [V.cm 1 ] D p : constante de diffusion des trous [cm 2.s 1 ] N D : densité d atome donneurs [cm 3 ] W : largeur de la zone N [cm] ε SC : permittivité diélectrique du matériau [F.cm 1 ] Vp s : vitesse de saturation des trous [cm.s 1 ] 124

137 3.5 Avalanche dynamique de module IGBT FIG Coupe d une cellule IGBT et champ critique Influence de la nature des puces IGBT Sur la figure 3.43, nous montrons que l avalanche dynamique apparaît pour un courant coupé supérieur à deux fois le courant nominal. L IGBT utilisé est le CM3DU-24H de technologie PT (Punch Through). Nous faisons commuter un module IGBT FZ12R33KF2 (33V - 12A) de technologie NPT (Non Punch Through) pour vérifier si le phénomène existe sur cette technologie. En effet, l avalanche dynamique n a jamais été observée. Lors des essais, le courant commuté est de 8kA, ce qui correspond à six fois le courant nominal de 12A (figure 3.45). 35 Tension V ce module FZ12R33KF2, courant coupé = 8kA 3 V ce 25 Tension [V] us 8.5 us 9. us 9.5 us 1. us 1.5 us 11. us Temps [s] FIG Commutation à l ouverture du module FZ12R33KF2 à 8kA coupé Pour expliquer que l avalanche dynamique apparaît sur les modules IGBT de la technologie PT et pas sur la technologie NPT, il faut considérer l équation suivante [Per4] : 125

138 3.5 Avalanche dynamique de module IGBT de(x, t) dx = q ε SC (N D + p(x,t) n(x,t)) (3.37) E(x,t) : champ électrique dans la zone de charge centrale N de la cellule IGBT [V.cm 1 ] N D : densité d atomes donneurs [cm 3 ] p(x,t) : densité de trous [cm 3 ] n(x,t) : densité d électrons [cm 3 ] q : charge élémentaire 1, C ε SC : permittivité du matériau [F.cm 1 ] Cette équation peut être développée si l on considère les paramètres suivants : v n (x,t) : vitesse des électrons K PNP = J p(x,t) J n : rapport des densités de trous et d électrons dans la zone N δ(x,t) = v n(x,t) v p (x,t) : rapport des vitesses d électrons et de trous q : charge élémentaire 1, C ε SC : permittivité diélectrique du matériau [F.cm 1 ] J c : densité de courant dans l IGBT [A.cm 2 ] de(x, t) dx = q ( 1 N D + ε SC q v n (x,t) KPNP(x,t) ) δ(x,t) 1 J c (3.38) 1 + K PNP (x,t) On peut supposer K PNP égal au gain dynamique du transistor PNP β PNPdyn et constant au long de la zone de charge d espace. A fort champ électrique, on peut supposer que v n = v p = V s p = 1 7 cm/s et que cela implique δ(x,t) = 1. L équation précédente devient alors : de(x, t) dx ( ) = q N D + 1 ε SC q Vp s βpnpdyn 1 J c 1 + β PNPdyn (3.39) Vp s : vitesse de saturation β PNPdyn : gain dynamique du transistor PNP Le champ maximal atteint noté E M est situé à la jonction P + N et vaut : ( ) E M = q W N D + 1 ε SC q Vp s βpnpdyn 1 J c (3.4) 1 + β PNPdyn W : largeur de la zone de charge d espace coté N 126

139 3.5 Avalanche dynamique de module IGBT La valeur du paramètre β PNPdyn détermine si l IGBT concerné peut ou non fonctionner en avalanche dynamique. On considère trois cas : β PNPdyn = 1 : le champ maximal E M n est pas influencé par la densité de courant dans l IGBT. On ne peut pas observer d avalanche dynamique avec ce type d IGBT. β PNPdyn > 1 : le champ maximal E M croît avec le courant, on peut observer le phénomène d avalanche dynamique avec ce type d IGBT. β PNPdyn < 1 : le champ maximal E M décroît avec le courant, on ne peut pas observer le phénomène d avalanche dynamique avec ce type d IGBT. Le problème se situe dans la connaissance du paramètre β PNPdyn. Celui varie lors de la commutation et il est très difficile de le calculer de façon analytique. On peut simplement effectuer l analyse suivante : les IGBT de technologie PT ont une zone N peu épaisse, ce qui leur confère une valeur de β PNP importante et favorise l avalanche dynamique. Pour la technologie NPT, la zone N est épaisse et le gain statique β PNP est faible et l avalanche dynamique est difficile à obtenir avec cette technologie Influence du courant coupé et de la résistance de grille Nous montrons l influence de la résistance de grille à l ouverture et du courant coupé sur la forme d onde de la tension V ce en régime d avalanche dynamique [Ogu4b]. L IGBT considéré est le CM3DU-24H (12V - 3A Mitsubishi, technologie PT). Les tests sont réalisés en montage hacheur abaisseur sur charge inductive. La diode de roue libre est la diode anti-parallèle du module IGBT : schéma figure

140 3.5 Avalanche dynamique de module IGBT FIG Montage hacheur pour les résultats expérimentaux pour l avalanche dynamique Sur les courbes 3.47 et 3.48, on note que la tension maximale V ce dépend du courant coupé et légèrement de la résistance de grille dans la gamme [1.5Ω - 22Ω] : I c [A] V ce [V ] n pourrait envisager ne pas utiliser de système de protection contre les surtensions lors d ouverture en régime de surintensité. En effet, le système de clamping fait fonctionner l IGBT en zone saturée (figure 3.1 page 74 pour absorber l énergie des inductances de câblage. Cette énergie est absorbée par les puces IGBT. Lors de l avalanche dynamique, la puce IGBT absorbe un courant sous la tension bus et a pour effet d absorber l énergie des inductances de câblage. On voit que le système de clamping et le fonctionnement en avalanche dynamique ont le même effet final (limiter la surtension à l ouverture) et la même conséquence : la puce IGBT absorbe de l énergie. Le constructeur ABB proposent des composants auto-protégés contre les surtensions en régime de défaut : technologie SPT (Soft Punch Through : voir paragraphe page 11). Cette technologie de puce est proche de la structure PT (Punch Through) car elle possède une couche tampon entre la couche P + (côté collecteur) et la couche N et de ce fait possède les mêmes comportements (faible queue de courant, avalanche dynamique) Simulation numérique d une cellule IGBT Punch Through Le but de ce paragraphe est d étudier l avalanche dynamique à l aide de simulations numériques à éléments finis. Dans les paragraphes précédents, nous avons étudié le phénomène d avalanche dynamique à l aide des équations des semiconducteurs et des mesures systématiques. Le phénomène a pu être expliqué grâce 128

141 3.5 Avalanche dynamique de module IGBT 8 Tension V ce pour I c =38A 4 Courant I c pour I c =38A 7 Tension [V] R goff =1.5Ω =4.7Ω =1Ω =15Ω =22Ω Courant [A] R goff =1.5Ω =4.7Ω =1Ω =15Ω =22Ω. s 25. ns5. ns75. ns 1. us 1.25 us 1.5 us Temps [s]. s 25. ns5. ns75. ns 1. us 1.25 us 1.5 us Temps [s] 8 Tension V ce pour I c =77A 8 Courant I c pour I c =77A Tension [V] R goff =1.5Ω =4.7Ω =1Ω =15Ω =22Ω Courant [A] R goff =1.5Ω =4.7Ω =1Ω =15Ω =22Ω. s 25. ns5. ns75. ns 1. us 1.25 us 1.5 us Temps [s]. s 25. ns5. ns75. ns 1. us 1.25 us 1.5 us Temps [s] Tension [V] Tension V ce pour I c =11A. s 25. ns5. ns75. ns 1. us 1.25 us 1.5 us Temps [s] R goff =1.5Ω =4.7Ω =1Ω =15Ω =22Ω Courant [A] Courant I c pour I c =11A. s 25. ns5. ns75. ns 1. us 1.25 us 1.5 us Temps [s] R goff =1.5Ω =4.7Ω =1Ω =15Ω =22Ω FIG Influence du courant coupé et de la résistance de grille - courbes temporelles - mesures sur le module CM3DU-24H 129

142 3.5 Avalanche dynamique de module IGBT I c =f(v ce ) pour I c =38A I c =f(v ce ) pour I c =77A Courant [A] 3 2 R goff =1.5Ω =4.7Ω =1Ω =15Ω =22Ω Courant [A] R goff =1.5Ω =4.7Ω =1Ω =15Ω =22Ω Tension [V] Tension [V] Courant [A] R goff =1.5Ω =4.7Ω =1Ω =15Ω =22Ω I c =f(v ce ) pour I c =11A Tension [V] FIG Influence du courant coupé et de la résistance de grille - courbes I c = f (V ce ) - mesures sur le module CM3DU-24H 13

143 3.5 Avalanche dynamique de module IGBT à des équations simples qui ont nécessité des hypothèses simplificatrices importantes. Dans ce paragraphe, nous apportons des précisions sur les phénomènes physiques mis en jeux grâce aux outils de simulation par éléments finis. Dans les paragraphes précédents, nous avons obtenu des équations qui permettent de mettre en évidence le phénomène d avalanche dynamique : équations 3.39 et 3.4 page 126. Avant d entrer dans le détail des simulations, nous faisons un rappel les équations à considérer pour la suite [Cha8] : div( E) = ρ ε SC (3.41) ρ : densité de charge [C.cm 3 ] ε SC : permittivité diélectrique du matériau [F.cm 1 ] E : champ électrique [V.cm 1 ] Si l on considère que le champ varie sur une seule direction de l espace, on peut simplifier l équation 3.42 de la façon suivante : E x (x,t) = ρ(x,t) (3.42) x ε SC ρ(x,t) = q.(p(x,t) n(x,t) + N d (x) n d (x) N a (x) + p a (x)) ρ(x,t) = q.(p(x,t) + N d (x) [n(x,t) + N a (x)]) ρ(x,t) = q. np (x,t) np (x,t) = p(x,t) + N d (x) [n(x,t) + N a (x)] E x (x,t) x = q. np(x,t) ε SC (3.43) N d : densité d atomes donneurs [cm 3 ] n d : densité d électrons libres liés aux atomes donneurs, supposée nulle à température ambiante [cm 3 ] N a : densité d atomes accepteurs [cm 3 ] n a : densité de liaisons covalentes libres liées aux atomes accepteurs, supposée nulle à température ambiante [cm 3 ] n : densité d électrons libres dans la bande de conduction [cm 3 ] p : densité de trous libres dans la bande de valence [cm 3 ] q : charge élémentaire [C] D après l équation 3.43, la dérivée du champ électrique dépend de la différence de charge entre les électrons et les trous. Le calcul du champ réel passe obligatoirement par une simulation numérique compte tenu de la complexité de l équation à résoudre : E x (x,t) = q ε SC. Z x np (u,t).du (3.44) 131

144 3.5 Avalanche dynamique de module IGBT En effet, le terme np (x,t) dépend du temps et de l abscisse x. Lors de la commutation de l IGBT, ce terme évolue de façon trop complexe pour effectuer un calcul analytique. Pour mettre en évidence l avalanche dynamique d une cellule IGBT, nous considérons le schéma de la figure FIG Montage hacheur - simulation du phénomène d avalanche dynamique Une coupe de la cellule de technologie Punch Through est donnée figure 3.5(a). Cette représentation ne respecte pas les proportions réelles. La cellule est constituée d une zone de drain faiblement dopée N qui constitue le corps de la cellule IGBT. Les couches fortement dopées de type N + et P + côté collecteur sont réalisées par diffusion en face arrière. La coupe réelle de la puce est présentée figure 3.5(b) en respectant les proportions réelles. Les caractéristiques statiques sont présentées sur la figure 3.51 : le réseau de courbes I c = f (V ce,v ge ) et la courbe de claquage en polarisation directe bloquée. La caractéristique statique ne correspond pas à un IGBT en particulier. On remarque que les tensions de saturation et les résistances dynamiques sont importantes. La tension de claquage directe bloquée est de 12V environ. Nous utiliserons cette cellule dans le montage hacheur (figure 3.49) avec une tension de bus V bus de 5V. Dans le cadre de l étude sur l avalanche dynamique d une cellule IGBT, nous nous intéressons tout particulièrement au schéma de la figure 3.49 lors de l ouverture de la cellule IGBT. La simulation mixte MEDICI 3 - SPICE permet de simuler le comportement physique de la puce (MEDICI) et le comportement électrique du reste du circuit. La commande de grille V g est pilotée pour mettre la cellule IGBT en conduction, le courant collecteur i c atteint un certain niveau de courant par l intermédiaire de l inductance L cc, puis la cellule est commandée à l ouverture. Lors de l ouverture, l inductance L cab crée une surtension aux bornes de l IGBT. Cette phase est tout particulièrement intéressante car elle conjugue une densité de courant importante dans la cellule IGBT et une tension importante à ses bornes. 3 marque déposée 132

145 3.5 Avalanche dynamique de module IGBT 1 21 profil de dopage pour x = de la structure IGBT 1 18 dopage [cm 3 ] (a) (b) y [µm] FIG. 3.5 Description de la cellule IGBT avec le logiciel MEDICI 3 A caractéristique statique de la structure IGBT 7 pa caractéristique directe bloquée de la structure IGBT I c [A] 25 A 2 A 15 A 1 A V ge =8V 1V 12V 15V I c [A] 6 pa 5 pa 4 pa 3 pa 2 pa 5 A 1 pa A V 2 V 4 V 6 V 8 V 1 V V ce [V] (a) A. V 4. V 8. V 1.2 kv V ce [V] (b) FIG Caractéristiques statiques de la cellule IGBT - simulation MEDICI 133

146 3.5 Avalanche dynamique de module IGBT Pendant cette phase, un champ électrique se crée en chaque point de la cellule IGBT. Il est constitué de la somme de deux champs électriques : E (t) = EV ce (t)+ E J c (t) (3.45) E Vce : champ électrique dû à la tension V ce E Jc : champ électrique dû à la forte densité de courant Le champ électrique est principalement localisé à la jonction P + N du côté émetteur. En effet, cette jonction est polarisée en inverse : figure FIG Coupe de la cellule IGBT lors de l ouverture Nous considérons par la suite que le champ et les autres variables ne dépendent pas de la position sur l axe z : la demi-cellule est modélisée en deux dimensions avec un facteur d échelle de sur l axe z pour obtenir une cellule de 1cm 2. On peut reprendre l équation 3.41 de la page 131 : div( E) = q ε SC.{p(x,y,t) + N d (x,y) [n(x,y,t) + N a (x,y)]} (3.46) Les résultats de simulation sont obtenus avec la configuration suivante : V bus = 5V L cab = 1nH L cc = 2µH R g = 1Ω V g : temps de conduction de 2.5µs Sur la figure 3.53, on montre la montée du courant dans la cellule IGBT. Ensuite, sur la figure 3.54, on montre l ouverture en détail pour identifier l avalanche dynamique entre 12.85µs et 13µs. 134

147 3.5 Avalanche dynamique de module IGBT 1 kv 6 A 8 V I c [A] 4 A V ce [V] 6 V 4 V 2 A 2 V A 9 us 1 us 11 us 12 us 13 us Temps [s] V 9 us 1 us 11 us 12 us 13 us Temps [s] 2. A 2 V 1.5 A 1. A 15 V I g [A] 5. ma. A 5. ma V ge [V] 1 V 5 V 1. A 1.5 A V 2. A 9 us 1 us 11 us 12 us 13 us Temps [s] 5 V 9 us 1 us 11 us 12 us 13 us Temps [s] FIG Montée du courant dans la cellule IGBT - simulation I c [A] 7 A 6 A 5 A 4 A 3 A 2 A 1 A A 12.7 us 12.8 us 12.9 us 13. us 13.1 us 13.2 us Temps [s] V ce [V] 1 kv 9 V 8 V 7 V 6 V 5 V 4 V 3 V 2 V 1 V V 12.7 us 12.8 us 12.9 us 13. us 13.1 us 13.2 us Temps [s] 1. A 15 V 5. ma. A 1 V I g [A] 5. ma V ge [V] 5 V 1. A 1.5 A V 2. A 12.7 us 12.8 us 12.9 us 13. us 13.1 us 13.2 us Temps [s] 5 V 12.7 us 12.8 us 12.9 us 13. us 13.1 us 13.2 us Temps [s] FIG Phénomène d avalanche dynamique à l ouverture de la cellule IGBT et régime de sur intensité - simulation 135

148 3.5 Avalanche dynamique de module IGBT Nous proposons de visualiser les grandeurs électriques suivantes pour le point d abscisse x = aux temps 12.85µs, 12.9µs et 12.95µs de la commutation à l ouverture de la figure 3.54 pour identifier les zones qui sont à l origine du phénomène d avalanche : module du champ électrique courant d ionisation par impact concentration de charges : ρ Sur la figure 3.55, on représente les grandeurs physiques proposées. Il est évident que la jonction P + N du côté émetteur est à l origine de l avalanche. Au temps t=12.9µs, on voit bien l accumulation de charges positives entre 7µm et 9µm qui provoque un champ électrique local intense. Le courant de génération par impact est également très fort dans cette zone. Sur la figure 3.56, on représente le courant de génération par impact en 2D. La zone d avalanche est clairement identifiée. 136

149 3.5 Avalanche dynamique de module IGBT champ électrique [V/m] 3 kv/m 2 kv/m 1 kv/m 12.85µs 12.9µs 12.95µs concentration de charge [cm 3 ] courant de génération [cm 3.s 1 ] V/m 5 µm 1 µm 15 µm 4.e+15.e+ 4.e+15 8.e e+16 distance 1.6e+16 5 µm 1 µm 15 µm 7e+25 6e+25 5e+25 4e+25 3e+25 2e+25 1e+25 distance 12.85µs 12.9µs 12.95µs e+ 5 µm 1 µm 15 µm distance 12.85µs 12.9µs 12.95µs FIG Champ électrique - concentration de charge - courant généré par ionisation par impact - simulation MEDICI 137

150 3.5 Avalanche dynamique de module IGBT FIG Représentation 2D du courant généré par ionisation par impact - simulation MEDICI - t=12.9µs 138

151 3.6 Conclusion 3.6 Conclusion Dans un premier temps, nous avons présenté le modèle électrique simplifié des puces IGBT pour effectuer l étude analytique d une cellule de commutation avec une puce IGBT. L étude des commandes en tension et courant a permis de montrer que ces deux solutions sont équivalentes. La commande en tension est bien évidemment beaucoup plus simple à mettre en oeuvre que la commande en courant. Dans le chapitre 4, nous présentons plusieurs possibilités pour la commande en tension. Nous porterons une attention à la montée et la descente de la tension de commande de grille qui a une influence sur la charge et la décharge de la grille. Ensuite, pour compléter l étude analytique, nous avons étudié les influences des inductances de câblage des modules IGBT à l aide de simulations. Nous avons mis en évidence les interactions entre la partie commande et la partie puissance des modules IGBT. Les valeurs des inductances et des couplages étudiés précédemment sont imposés par le modules IGBT sauf pour les inductances notées L 4 et L 6. Nous avons montré que leurs valeurs peuvent atteindre 3nH sans que cela soit pénalisant pour les commutations. L estimation et l identification de l inductance d émetteur notée L 7 a été réalisée pour des modules IGBT issus du commerce. Dans le chapitre 4, nous verrons que la connaissance de sa valeur nous permet de réaliser une lecture du di/dt du courant collecteur afin de protéger le module IGBT contre des défauts de surintensité et de court-circuit. Un outil de simulation et une méthode d identification ont été confrontés. La méthode expérimentale est plus simple à mettre en oeuvre et permet d obtenir des résultats sans connaître la structure physique interne du module. Enfin, le phénomène d avalanche dynamique a été observé puis expliqué grâce à des équations simples. Afin de mieux comprendre ce phénomène, des simulations par éléments finis ont permis de comprendre le comportement interne d une puce IGBT de technologie Punch Through lors d une ouverture en régime de surintensité. Ce phénomène est intéressant car il permettrait d auto-protéger les puces diodes et IGBT des modules lors de l ouverture en cas de régime de défaut. En effet, la puce limite la surtension à ses bornes en cas de régime de surintensité. 139

152

153 Chapitre 4 Conception et réalisation d une gamme de circuits de commande d IGBT Dans ce chapitre, nous présentons les solutions développées et mises en oeuvre au cours de cette thèse pour la gamme de drivers industriels de la société ARCEL. Une brève introduction expose les contraintes technologiques et économiques pour le développement de la gamme de driver. Les solutions pour les différentes fonctions sont ensuite développées et analysées. 4.1 Contraintes de conception Ces travaux de recherche sont inscrits dans le cadre du développement et la réalisation d une gamme de drivers de modules IGBT de forte puissance. Les solutions proposées sont en accord avec les contraintes économiques et industrielles imposées par le contexte. Pour appréhender la suite, nous exposons le cahier des charges des drivers développés. La gamme comprend trois drivers pour le pilotage de modules IGBT : drivers A, B et C. Le tableaux 4.1 donne les principales caractéristiques de ces drivers. Les figures 4.1 et 4.2 donnent les schémas de principe des drivers A, B et C. Nous faisons apparaître les sous-ensembles et les fonctions développées par la suite : la commande de grille, les protections, les transmissions d ordres et de retour défaut puis la transmission de puissance. Pour chacune des fonctions, nous développons les solutions étudiées puis celles retenues. 4.2 Commande de grille Nous appelons commande de grille la fonction électronique qui reçoit un signal logique (V ; +15V) provenant de la fonction "logique" (voir figures 4.1 et 4.2) et 141

154 4.2 Commande de grille Spécifications A B C Nombre de voie Puissance disponible par 2W 4W 4W voie sur la grille Isolation galvanique 3kV 3kV 6kV Courant de grille maximum 1A 2A 2A Protection V cesat oui oui oui Protection di/dt non non oui Protection alimentation oui oui oui secondaire Temps de propagation des 1µs 1µs 1µs ordres du primaire au secondaire Commande directe oui oui oui Commande demi-pont oui oui non car une seule voie Mode multi niveaux non non oui Retour défaut oui oui oui Acquittement de commutation non non oui TAB. 4.1 Cahier des charges des drivers développés FIG. 4.1 Schéma de principe des drivers A et B 142

155 4.2 Commande de grille FIG. 4.2 Schéma de principe du driver C qui permet en sortie de piloter directement la grille de l IGBT (tensions V et V + ) : voir figure 4.3. Elle ne prend pas en compte les protections qui représentent une fonction séparée dans notre démarche de conception. FIG. 4.3 Fonction de commande de grille La fonction "commande de grille" reçoit un signal logique d ordre, fournit un signal analogique capable de piloter la grille de modules IGBT et de fournir le courant nécessaire à la commutation. Celui-ci peut atteindre 3 Ampères crête. Les tensions de grille en régime établi sont respectivement V + et V pour les valeurs maximale et minimale. Le standard industriel est V + à 15V et V à -15V. La tension V + permet d obtenir des pertes en conduction les plus faibles possibles. La tension V a pour but de bloquer la grille de l IGBT le plus bas possible pour se prémunir des parasites extérieurs qui peuvent faire augmenter la tension de grille de l IGBT et le remettre en conduction alors que celui-ci est ouvert. Ensuite, la rapidité des transitions pour passer de V + à V et inversement conditionne les pertes en commutation. A la mise en conduction, la vitesse de croissance du courant dans l IGBT conditionne la valeur du courant de recouvrement de la diode de roue libre. Si ce dernier augmente, les pertes à la fermeture augmentent. A l ouverture, la décroissance du courant conditionne la surtension présente sur le collecteur de l IGBT et peut détruire l IGBT si celle-ci est supérieure à la valeur critique du module. Voir figure 4.4 pour la fermeture et l ouverture d un IGBT. 143

156 4.2 Commande de grille (a) (b) (c) FIG. 4.4 Mise en conduction et ouverture d une cellule de commutation Fermeture Ouverture Trop lente perte trop importante à cause du temps de fermeture trop long perte trop importante à cause du temps d ouverture trop long Trop rapide recouvrement de la diode augmente si le di/dt augmente, les pertes augmentent et risque de sortir du SOA de la diode surtension aux bornes de l IGBT, risque de destruction en avalanche de l IGBT TAB. 4.2 Résumé des contraintes à la fermeture et l ouverture pour la commande de grille Conception Nous nous intéressons à la commande de grille en tension. Elle permet de piloter la grille grâce à une ou plusieurs résistances et une ou plusieurs sources de tension. FIG. 4.5 Schéma de principe de commande de grille en tension Sur la figure 4.5, on fait apparaître la résistance de grille R g, l impédance d entrée Z in et la source de tension commandée V g. Celle-ci doit avoir une impédance 144

157 4.2 Commande de grille de sortie minimale pour des raisons de CEM que nous expliquons par la suite. Les fronts de tension doivent être les plus raides possibles pour ne pas entrer en considération dans la dynamique de commutation de l IGBT (voir section page 93). Le temps de propagation entre V ordre et V g doit être le plus faible possible. Pour répondre au mieux à ces caractéristiques, nous développons une méthode de conception de source de tension commandée en tension : source que nous appelons scv v, voir figure 4.6 [Ald99]. FIG. 4.6 Source réelle commandée scv v On définit la matrice Z, telle que : [ Ve V s [ Ve V s ] [ Ie = Z I s ] [ Z11 Z = 12 Z 21 Z 22 ] ] [ Ie I s Le paramètre Z 21 est appelé coefficient de transfert ou gain. ] FIG. 4.7 Paramètres en Z d une source commandée Pour obtenir une source commandée opérationnelle, il faut que Z 21. Ce qui conduit à avoir la matrice chaîne A nulle (matrice A définie ci-dessous). On veut que les grandeurs électriques de la sortie (V s et I s ) n aient aucune influence sur celles de l entrée (V e et I e ). [ Ve I e ] [ a11 a = 12 a 21 a 22 ] [ Vs I s ] 145

158 4.2 Commande de grille [ Ve I e A = ] [ Vs = A I s ] Z 11 Z 21 Z 11.Z 21 Z 12.Z 21 Z 21 1 Z 21 Z 22 Z 21 On obtient un quadripôle qui a le comportement suivant : V e et I e sont nuls, V s et I s dépendent du circuit extérieur. Ce nouveau quadripôle s appelle un nulleur : voir figure 4.8 FIG. 4.8 Quadripôle nulleur Nous définissions deux nouveaux dipôles pathologiques : nullateur et norateur (figure 4.9). Ils ne correspondent à aucun composant réel : ils sont appelés pathologiques pour cette raison. FIG. 4.9 Nullateur et norateur Pour le nullateur, le courant et la tension sont nuls. Pour le norateur, le courant et la tension sont imposés par le circuit extérieur. Le principe de rétroaction nous permet de réaliser des sources commandées performantes à partir de quadripôles à grand gain. La figure 4.1 illustre ces propos : le gain µ modélise le nulleur et le gain β la chaîne de retour qui permet de fixer le gain en boucle fermée. La fonction de transfert s exprime de la façon suivante : s e = µ 1 + µ.β et 146

159 4.2 Commande de grille FIG. 4.1 Source commandée à base de rétroaction µ lim µ 1 + µ.β = 1 β Comme le gain d un nulleur est théoriquement infini, on peut synthétiser les quatre structures de base de sources opérationnelles : scv v, scv i, sci i et sci v. Pour cela, on considère les grandeurs e et s comme étant soit des courants soit des tensions. Sur la figure 4.11 on montre la démarche qui considère le schéma bloc de la figure 4.1 pour arriver à une source de tension commandée en tension de gain 1/β : scv v. Notre but est de créer une source scv v à gain théoriquement infini. Or, on voit que la structure scv v proposée à la figure 4.12 a un gain de valeur finie : R 1 + R 2 R 1 La mise en cascade de sources commandées incompatibles permet de réaliser des gains très élevés avec un faible nombre d étages élémentaires : voir figure Il faut ensuite trouver un composant physique qui correspond au mieux au comportement du nulleur. Si on considère un transistor bipolaire parfait (β ), son courant de base est nul et sa tension Base-Emetteur également. Sa tension Collecteur-Emetteur dépend du circuit externe. La jonction Base-Emetteur peut être modélisée par un nullateur et le dipôle Collecteur-Emetteur par un norateur : voir figure La figure 4.15 donne les deux structures scv i et scv v à base de transistors bipolaires. On reprend le schéma de la figure 4.13 qui représente trois sources commandées scv i : scv i : scv v et l on applique la représentation en technologie bipolaire on obtient les schémas de la figure Nous avons choisi une entrée différentielle qui permet de fixer une des deux entrées à une tension de référence constante (7.5V par exemple) et de connecter l autre entrée au signal provenant de la logique de commande. L information est ensuite transmise par deux structures scv i puis à une structure scv v de gain unitaire communément appelée push-pull. Une deuxième façon d obtenir une source commandée à grand gain consiste à utiliser des transistors MOSFET en commutation. On considère toujours la figure 4.5 page 144. La tension V ordre varie entre V et +15V (signal provenant de la logique de commande). On utilise un MOSFET de type P et un de type N pour effectuer la commutation de grille. La figure 4.17 montre une ébauche pour la commande de grille en technologie MOSFET. 147

160 4.2 Commande de grille FIG Démarche de conception de la source scv v commandée à base de nulleur 148

161 4.2 Commande de grille V s V e = R 1+R 2 R 1 I s V e = 1 R I s I e = R 1+R 2 R 2 V s I e = R FIG Sources commandées idéales FIG Mise en cascade de structures incompatibles 149

162 4.2 Commande de grille FIG Modélisation de transistors npn et pnp à base de nullateur et norateur scv i, gain 1/R scv v, gain unitaire, R 2 = et R 1 est supprimée par le norateur FIG Sources commandées élementaires à base de transistors bipolaires 15

163 4.2 Commande de grille FIG Circuit de commande de grille en technologie bipolaire FIG Première étape 151

164 4.2 Commande de grille Les transistors B 1 et B 2 isolent la tension de commande V ordre du circuit de commutation. La source de tension V permet de décaler la tension V ordre pour commander le MOSFET M 2. Lorsque V ordre = 15V, le MOSFET M 1 est bloqué et M 2 passant et inversement lorsque V ordre = V. Le problème majeur de cette structure réside dans le courant de croisement i mos lors des transitions. En effet, à chaque commutation, les deux transistors M 1 et M 2 sont passant en même temps. La seule impédance qui limite le courant i mos est la somme r dson1 +r dson2 qui a pour valeur quelques Ohms. Le courant i mos atteint alors des valeurs trop importantes : quelques Ampère à 3 Ampère. Une des solutions consiste à insérer une résistance en série entre les deux MOSFET (figure 4.18). FIG Deuxieme étape L insertion de R n est pas sans conséquence. Lors de transitions, la résistance R et les capacités parasites C 1 et C 2 forment deux circuits RC. Sur la figure 4.19, on représente les deux tensions V a et V b de la figure La résistance R g ne peut pas être pilotée directement par les tensions V a ou V b. Elle est commandée par un deuxième étage MOSFET qui permet de fournir le courant de grille. On retrouve le même problème lors des transitions, le courant commun aux deux MOSFET est prohibitif. On propose deux solutions. La première consiste à piloter le MOSFET canal P par la tension V a et le canal N par V b. Ceci permet de couper le P MOSFET avant de mettre en conduction le N MOSFET et inversement (figure 4.2). La deuxième solution consiste à utiliser la tension V b pour commander la sortie MOSFET et utiliser deux résistances de grille pour limiter le courant dans M 3 et M 4 lors des transitions. Le MOSFET M 3 est commandé à la fermeture avec un front très raide ce qui permet d obtenir un front très raide sur la tension S lors de la mise 152

165 4.2 Commande de grille FIG Tension V a et V b, influence de R FIG. 4.2 Première solution, sortie MOSFET 153

166 4.2 Commande de grille en conduction de l IGBT (figure 4.21). FIG Deuxième solution, sortie MOSFET Simultations et expérimentations Dans cette section, nous présentons les simulations et les résultats expérimentaux de la structure dérivée des schémas figures 4.2 et 4.21 en technologie MOS- FET et la structure de la figure 4.25 en technologie bipolaire. Dans les deux cas, nous remplaçons la grille de l IGBT par un condensateur qui nous permet d effectuer des simulations simples. Le fait de connecter un IGBT n aurait rien apporté sur l analyse du comportement de la structure de commande de grille. Les simulations sont effectuées avec le logiciel SwitcherCAD III / LTSpice 1 de Linear Technology. Ce logiciel est basé sur le noyau SPICE 3F4/5. Technologie MOSFET Nous considérons le schéma de la figure La tension V ordre provient d une porte logique CMOS classique. Les résistances de grille R g1 et R g2 valent 1.5Ω et la capacité C 1 22nF. Nous montrons que le courant commun aux MOSFET M 5 et M 6 dépend des résistances R 2 et R 3. Plus celles-ci augmentent, plus ce courant commun diminue. La figure 4.23(a) montre I R4 et I R5 pour les résultats expérimentaux et la figure 4.23(b) pour les simulations. Les figures 4.24 (a) et (b) montrent que la tension V C1 et le courant i C1 sont peu influencés par les variations de R 2 et R 3 dans la gamme 22Ω - 22Ω. 1 marque déposée 154

167 4.2 Commande de grille FIG Commande de grille en technologie MOSFET 155

168 4.2 Commande de grille I R4 I R5 Courant [A] courant dans le MOS 5 R 2 =R 3 =22 ohm 47 ohm 1 ohm 22 ohm Courant [A] R 2 =R 3 =22 ohm 47 ohm 1 ohm 22 ohm courant dans le MOS s 1 us 2 us 3 us 4 us 5 us Temps [s] 1 s 1 us 2 us 3 us 4 us 5 us Temps [s] Courant [A] Courant [A] courant dans le MOS us 3.1 us 3.2 us 3.3 us Temps [s] R 2 =R 3 =22 ohm 47 ohm 1 ohm 22 ohm courant dans le MOS 5 R 2 =R 3 =22 ohm 47 ohm 1 ohm 22 ohm Courant [A] Résultats expérimentaux (a) Courant [A] courant dans le MOS 6 R 2 =R 3 =22 ohm 47 ohm 1 ohm 22 ohm 1 1. us 1.1 us 1.2 us R 2 =R 3 =22 ohm 47 ohm 1 ohm 22 ohm Temps [s] courant dans le MOS 6 5 s 1 us 2 us 3 us 4 us 5 us Temps [s] 25. s 1. us 2. us 3. us 4. us 5. us Temps [s] Courant [A] courant dans le MOS 5 R 2 =R 3 =22 ohm 47 ohm 1 ohm 22 ohm 1 3. us 3.5 us 3.1 us Temps [s] Courant [A] us 1.2 us 1.4 us Résultats de simulations avec LTSpice (b) courant dans le MOS 6 Temps [s] R 2 =R 3 =22 ohm 47 ohm 1 ohm 22 ohm FIG Courant de croisement dans les MOSFET M5 et M6 - comparaison entre résultats expérimentaux et simulations - commande de grille en technologie MOSFET - schéma de la figure

169 4.2 Commande de grille Or, elles ont pour avantage de limiter le courant de croisement dans les MOS- FET M 5 et M 6 sans modifier les formes d ondes de V C1 et i C1. Le courant de croisement doit être limité car il constitue une perte de puissance pour le driver et donc une augmentation de température pour l alimentation du driver et les MOSFET M 5 et M 6. De plus, les résistances R 2 et R 3 limitent les courants de croisement dans M 1, M 2, M 3 et M 4 lors des commutations. Plus R 2 et R 3 sont de forte valeur, moins il y a de pertes dans les quatre MOSFET M 1 -M 2 -M 3 -M 4. Tension [V] tension aux bornes de C1 : V C1 1 R 2 =R 3 =22 ohm 47 ohm 15 1 ohm 22 ohm 2 s 1 us 2 us 3 us 4 us 5 us Temps [s] Tension [V] tension aux bornes de C1 : V C1 1 R 2 =R 3 =22 ohm 47 ohm 15 1 ohm 22 ohm 2 s 1 us 2 us 3 us 4 us 5 us Temps [s] Courant [A] courant dans C1 : i C1 1 R 2 =R 3 =22 ohm 47 ohm 15 1 ohm 22 ohm 2 s 1 us 2 us 3 us 4 us 5 us Temps [s] Résultats expérimentaux (a) Courant [A] courant dans C1 : i C1 1 R 2 =R 3 =22 ohm 47 ohm 15 1 ohm 22 ohm 2 s 1 us 2 us 3 us 4 us 5 us Temps [s] Résultats de simulations avec LTSpice (b) FIG Tension V C1 et courant i C1, comparaison entre résultats expérimentaux et simulations - commande de grille en technologie MOSFET - schéma de la figure 4.22 Technologie bipolaire Nous considérons le schéma de la figure Le signal V ordre provient de la sortie d un comparateur en collecteur ouvert. Les résultats expérimentaux et de simulation sont sur la figure On note que cette structure de commande de grille n est pas symétrique : les courants i C1 à la fermeture et à l ouverture ne sont pas identiques. Ceci vient de la commande en collecteur ouvert à l entrée de la structure, la tension V ordre est très rapide pour commuter de +15V à V et lente pour commuter de V à +15V. La résistance R (schéma figure 4.25) a un rôle déterminant sur la rapidité de transmission de l ordre à l ouverture et sur la raideur des fronts de tension sur la résistance de grille à l ouverture également. Cette résistance limite le courant de croisement 157

170 4.2 Commande de grille FIG Commande de grille, technologie bipolaire Tension [V] Tension du condensateur C 1 : V C1 R 2 =22 ohm 47 ohm 1 ohm 22 ohm 2 s 1 us 2 us 3 us 4 us 5 us 6 us Temps [s] Tension [V] Tension du condensateur C 1 : V C1 R 2 =22 ohm 47 ohm 1 ohm 22 ohm 2 s 1 us 2 us 3 us 4 us 5 us 6 us Temps [s] 2 Courant du condensateur C 1 : i C1 2 Courant du condensateur C 1 : i C1 Courant [A] R 2 =22 ohm 47 ohm 1 ohm 22 ohm Courant [A] R 2 =22 ohm 47 ohm 1 ohm 22 ohm 5 s 1 us 2 us 3 us 4 us 5 us 6 us Temps [s] Résultats expérimentaux (a) 5 s 1 us 2 us 3 us 4 us 5 us 6 us Temps [s] Résultats de simulations avec LTSpice (b) FIG Tension V C1 et courant i C1, comparaison entre résultats expérimentaux et simulations - commande de grille en technologie bipolaire - schéma de la figure

171 4.2 Commande de grille dans les MOSFET M 1 et M 2. Elle permet de limiter les pertes dues à ce phénomène. Un compromis doit être fait entre rapidité et dissipation thermique sur M 1, M 2 et R. Comparaison MOSFET - bipolaire On voit très nettement se dégager les avantages et les inconvénients des deux structures proposées. La technologie MOSFET permet d obtenir des fronts de tension très raides en amont de la résistance de grille (fonctionnement en commutation) mais avec la présence de courants de croisement qui augmentent les pertes dans la structure de commande de grille. La technologie bipolaire permet d éviter les courants de croisement mais au détriment d une chute de tension due aux deux jonctions V be en montage Darlington et de fronts moins raides : fonctionnement linéaire en suiveur de tension Conséquences des gradients de tension sur la commande de grille Nous prenons le cas d un onduleur de tension sur charge inductive et considérons un bras lors des commutations : figure Nous supposons le courant de charge I constant à l échelle de temps de la commutation. Il apparaît quatre cas de commutation pour l IGBT flottant : (a) : mise en conduction du module IGBT sur fonctionnement de la puce IGBT, figure 4.28(a). (b) : mise en conduction du module IGBT sur fonctionnement de la puce diode, figure 4.28(b). (c) : ouverture du module IGBT sur fonctionnement de la puce IGBT, figure 4.28(c). (d) : ouverture du module IGBT sur fonctionnement de la puce diode, figure 4.28(d). FIG Bras d onduleur sur charge inductive 159

172 4.2 Commande de grille (a) (b) (c) (d) FIG Quatre types de commutation sur charge inductive et temps mort 16

173 4.2 Commande de grille On voit se dégager deux types de commutation en tension : les cas (a) et (d) sont en commutation rapide et les cas (b) et (c) en commutation lente. En effet, pour les cas (a) et (d), le gradient en tension (dv ce /dt) est imposé par les modules IGBT du bras, synonyme de commutation rapide. Alors que dans les cas (b) et (c), la variation du point milieu (et donc des tensions V ce ) est imposée par le courant de charge I et les capacités intrinsèques C ce des modules IGBT et donnent naissance à des commutations plus lentes lors du temps mort. Nous analysons ce qui se passe dans les cas (a) et (d) à cause des forts gradients de tension. Pour le cas (a), le module IGBT est commandé à la fermeture pour faire fonctionner sa puce diode (figure 4.28(a)). La figure 4.29 modélise l état du circuit lors de la commutation en tension [Fre3]. FIG Etat du circuit de commande et de puissance dans le cas (a) de la figure 4.28 lors de la commutation en tension R g1 : résistance de grille + résistance interne de la source de tension V g. R g2 : résistance interne au module IGBT. C gc : capacité intrinsèque Grille-Collecteur. C 1 : capacité parasite entre le point A et la masse de puissance. i pert : courant généré lors des commutations en tension. V geth : tension de seuil du module IGBT. V g : source de tension de commande de grille = +15V lors de la mise en conduction. A partir de la figure 4.29, on obtient les équations suivantes : dv ce dt R g1 = V geth V g C gc.(r g1 + R g2 ) C gc.(r g1 + R g2 ).i pert i pert = C 1. dv Am dt V geth V g C gc.(r g1 +R g2 ) A la mise en conduction du module IGBT, on a dv ce /dt <. Le terme est négatif : V geth = quelques Volt et V g =+15V. Le terme dv Am /dt est positif ce qui R implique que i pert est négatif et que le terme g1 C gc.(r g1 +R g2 ).i pert est positif. Le courant i pert ralentit la mise en conduction de l IGBT. 161

174 4.3 Protection des modules IGBT Pour le cas (d), le module IGBT est commandé à l ouverture alors que sa puce diode conduit (figure 4.28(d)). La figure 4.3 modélise l état du circuit lors de la commutation en tension. FIG. 4.3 Etat du circuit de commande et de puissance dans le cas (d) de la figure 4.28 lors de la commutation en tension Lorsque l IGBT du bas commute en tension, la tension V g = 15V et la tension V ge a déjà atteint -15V si le temps mort est suffisant. Le courant i pert est positif, il se répartit entre R g1 et R g2 et a pour conséquence de faire augmenter momentanément V ge et peut faire repasser l IGBT en conduction. Ce phénomène explique pourquoi on bloque les IGBT à une tension négative : on augmente la marge de sécurité qui évite la remise en conduction de l IGBT lors des commutations en tension. 4.3 Protection des modules IGBT La protection des modules est une fonction essentielle des drivers d IGBT. Elle garantit la survie du composant et de ce fait celle du convertisseur de puissance lors de défauts survenant sur celui-ci. Comme exposé à la section 2.3 page 37, les conséquences peuvent être importantes d un point de vue matériel, économique et humain. Dans cette section, nous présentons la solution retenue pour la sécurité en court-circuit et surintensité des modules simples 33V-12A [Lef5]. Nous présentons une nouvelle méthode de protection de module IGBT en régime de défaut. L objectif de base est de détecter le plus tôt possible le régime de défaut afin de ne pas faire fonctionner l IGBT en régime de court-circuit mais toujours en régime de surintensité : le nombre de passages en régime de court-circuit ayant un impact sur la durée de vie des puces IGBT [SE2] [SE4]. Nous montrons que notre solution est la réunion de trois méthodes de détection de défaut et de deux pour l ouverture en régime de défaut. Tout d abord, il faut lister et appréhender tous les types de défaut qui peuvent survenir sur un bras d onduleur ou un hacheur pour expliquer les différentes parties 162

175 4.3 Protection des modules IGBT de la protection. La liste suivante donne toutes les configurations de défaut que l on peut rencontrer : 1. Type I avec impédance de défaut très faible (< 1µH) 2. Type I avec impédance de défaut moyenne (de quelques µh à 1µH) 3. Type I avec impédance de défaut élevée (> 1µH) 4. Type II avec impédance de défaut très faible (< 1µH) 5. Type II avec impédance de défaut moyenne (de quelques µh à 1µH) 6. Type II avec impédance de défaut élevée (> 1µH) 7. Défaut de la commande, temps de conduction trop long avec impédance de charge normale 8. Conduction des deux IGBT en même temps sur le même bras (défaut diamétral) Type I : le défaut est présent avant que l IGBT soit commandé à la fermeture, appelé défaut HSF : Hard Switching Fault. Type II : le défaut intervient pendant que l IGBT est fermé, appelé défaut FUL : Fault Under Load. La figure 4.31 illustre les défauts de type I et II. L IGBT est modélisé par un interrupteur. Dans le cas du défaut de type I, c est à partir du moment où l IGBT est commandé à la fermeture que le défaut a une conséquence sur le circuit. Dans le cas du type II, l IGBT est fermé, le défaut est modélisé par un interrupteur qui est ouvert et qui se ferme pour appliquer le régime de défaut à l IGBT. FIG Exemple de défauts de type I et II Description de la solution Détection des défauts Nous commençons par les défauts les plus simples à détecter et à traiter : les défauts (3), (6) et (7). Le gradient du courant collecteur imposé par le défaut est faible, la mesure de la tension V cesat permet de détecter la surintensité (I c = f (V ge,v ce )). A cause du défaut (3), il faut utiliser un "blanking time" à la mise en conduction, 163

176 4.3 Protection des modules IGBT temps pendant lequel la mesure de la tension V ce n est pas active. En effet, lors de la mise en conduction, la tension V ce décroît de la tension bus pour rejoindre la valeur V cesat (= f (V ge,i c )). Cette décroissance dure entre 3 et 4µs pour des modules du calibre 12V-3A et 8 à 1µs pour des calibres 33V-12A. La tension V ce est mesurée à l aide de diodes haute tension polarisées par un générateur de courant I : voir figure 4.32 pour le schéma. La capacité C et le générateur de courant I permettent de calibrer le "blanking time" : voir figure Le MOSFET M courtcircuite le condensateur C quand l IGBT est ouvert ce qui inhibe la lecture de la tension V ce. La tension V c permet d avoir l image de la tension V ce plus la chute de tension aux bornes des diodes haute tension. Si la tension V c dépasse la tension V re f préalablement réglée par l utilisateur, le driver coupe l IGBT en coupure douce (résistance de grille à l ouverture supérieure à la valeur spécifiée lors des commutations normales) pour limiter la surtension à l ouverture [Lef4] [Lef5]. FIG Schéma de principe de mesure de la tension V cesat Le défaut (8) est équivalent au (1) : dans le cas (8), l IGBT du bas d un bras d onduleur (par exemple) est commandé à la fermeture alors que l IGBT du haut est déjà fermé. Le courant dans le bras de l onduleur est limité seulement par les inductances de câblage des condensateurs du bus continu, des modules IGBT et du bus barre. L inductance totale de la maille est très faible : entre 3nH et 2nH. Pour les défauts (1), (4) et (8), l impédance de défaut est très faible : de 3nH à quelques µh. Le courant dans l IGBT croît très rapidement. Le défaut doit être détecté en quelques µs au début de la fermeture de l IGBT pour les défauts (1) et (8). La méthode de mesure du V ce exposée précédemment n est pas adaptée à cause du "blanking time". En effet, lors du "blanking time", le courant peut atteindre des valeurs prohibitives avec une impédance de 1µH par exemple pendant 1µs sous 15V de tension de bus : I c = T.V bus /L = /1 6 = 15kA. La solution proposée consiste à lire la valeur du di c /dt imposé par l impédance de défaut au début de la mise en conduction pour les défauts (1) et (8). Si la valeur du di c /dt est supérieure à une valeur prédéterminée par l utilisateur, le driver coupe l IGBT avec la résistance de grille des commutations normales. 164

177 4.3 Protection des modules IGBT (a) (b) FIG Fermeture sans et avec défaut - "blanking time" - courbes théoriques La valeur du di c /dt est mesurée par le biais de la tension entre l émetteur de puissance et l émetteur de commande : tension Vee, voir section 3.3 page 98. La figure 4.34 donne le schéma et les formes d ondes associées. Cette méthode permet de réaliser une anticipation sur la valeur du courant collecteur. Si juste après la fin de la fermeture du module IGBT le gradient du courant collecteur est trop élevé, le courant risque d atteindre des valeurs trop importantes par la suite si l IGBT n est pas ouvert. L IGBT est alors commandé à l ouverture avec la même résistance de grille qu en commutation normale. On note que la lecture de la tension V ee doit être effective le plus vite possible mais pas avant que le diode n ait fini de recouvrer. Ce temps est compris entre 2µs et 4µs et dépend du courant commuté. Il doit être ajusté en fonction du module IGBT et de la diode de roue libre associée. Les figures 4.35 (a), (b) et (c) montrent des fermetures du module IGBT CM12HB-66H (Mitsubishi 33V-12A) en montage hacheur avec une inductance de défaut de 13µH. Le courant commuté varie de 45A à 43A. On voit bien la proportionnalité entre la tension V ee et le signal di c /dt : voir identification de l inductance du module IGBT dans la section 3.4 page 116. Plus le courant commuté est élevé, plus le temps de commutation du module IGBT et de la diode de roue libre est important. Pour le défaut (2), l impédance de défaut est comprise entre quelques µh et 1µH. La méthode de V cesat n est pas très bien adaptée pour les valeurs d impédances de quelques µh car pendant le "blanking time", le courant peut atteindre plusieurs ka. Le défaut doit être détecté plus tôt. La méthode du di c /dt n est pas adaptée car la tension V ee est trop faible pour des valeurs d impédance de défaut supérieures à quelques µh. Lors de la fermeture de l IGBT, on note que la décroissance de la tension V ce dépend de l impédance de défaut. Plus l impédance est faible, plus la tension V ce 165

178 4.3 Protection des modules IGBT FIG Mesure du di c /dt et détection du défaut - schéma de principe et courbes associées 166

179 4.3 Protection des modules IGBT Ic [A] A 9A 13A 17A 19A 36A 43A Vee [V] A 9A 13A 17A 19A 36A 43A us 2 us 3 us 4 us 5 us 6 us 7 us 8 us 9 us 25 1 us 2 us 3 us 4 us 5 us 6 us 7 us 8 us 9 us Time [s] Time [s] (a) (b) dic/dt [ka/us] A 9A 13A 17A 19A 36A 43A us 2 us 3 us 4 us 5 us 6 us 7 us 8 us 9 us Time [s] (c) (d) FIG Commutation à la fermeture et influence du courant commuté sur le temps de commutation de l IGBT et de la diode de roue libre - courbes expérimentales - module IGBT CM12HB-66H 167

180 4.3 Protection des modules IGBT décroît lentement. Le principe de base consiste à lire l information de vitesse de décroissance de la tension V ce à la mise en conduction. Sur la figure 4.36, on montre la mise en conduction du module CM12HB-66H avec le même courant coupé mais avec une impédance de défaut de 13µH et 11µH. On note que la décroissance de la tension V ce dépend de l impédance de défaut uH 11uH 2 13uH 11uH Vce [V] 4 3 Ic [A] us 2 us 3 us 4 us 5 us 6 us 7 us 8 us 9 us 1 us 1 us 2 us 3 us 4 us 5 us 6 us 7 us 8 us 9 us 1 us Temps [s] Temps [s] (a) (b) FIG Mise en conduction avec deux inductances de charge différentes - courbes expérimentales - module IGBT CM12HB-66H Nous utilisons ce phénomène pour détecter que l IGBT commute une inductance de trop faible valeur. Pour cela, on mesure la tension collecteur à l aide de diodes haute tension et d un générateur de courant (comme dans le cas de la méthode V cesat figure 4.32) qui peut accepter une tension V c de 4V minimum : figure FIG Schéma de principe de mesure de la tension V cedyn On compare la tension V c à une tension de référence V re f, si V c > V re f on coupe l IGBT en coupure normale. La figure 4.38 illustre ce mode de détéction de défaut. Le tableau 4.3 résume les méthodes de détection de défaut en fonction du type de défaut et l action associée à l ouverture du défaut. 168

181 4.3 Protection des modules IGBT (a) (b) FIG Fermeture sans et avec défaut - méthode du V cedyn - courbes théoriques Défaut Détection Ouverture di/dt R go f f ouverture normale, clamping à diodes TRANSIL V cesat coupure douce 2 V cedyn R go f f ouverture normale, clamping à diodes TRANSIL 5 V cesat coupure douce TAB. 4.3 Résumé des défauts et actions associées 169

182 4.3 Protection des modules IGBT Ouverture en cas de défaut En cas de défaut, le courant dans l IGBT à l ouverture est supérieur au courant nominal. L énergie magnétique emmagasinée dans les inductances de câblage est plus forte que lors des commutations normales. Cette énergie provoque une surtension aux bornes de l IGBT à l ouverture de celui-ci. La surtension peut dépasser la valeur maximale admise par le composant et le détruire. La solution la plus connue et la plus utilisée est le clamping à diode TRANSIL : voir section page 44. Elle permet de limiter la tension collecteur par le biais d une rétroaction sur la grille. Cette protection est connectée en permanence mais est seulement active lors de l ouverture en régime de défaut. La deuxième solution consiste à ouvrir l IGBT plus lentement qu en commutation normale, la dérivée du courant collecteur est limitée et la surtension aux bornes de l IGBT est réduite par conséquence [Lef4]. Nous choisissons d utiliser une troisième résistance de grille de valeur plus élevée pour réaliser la fonction. Nous montrons qu il est possible de limiter la surtension lors de l ouverture en cas de défaut comme le montre la figure V ce [V] ka 4 ka 6 ka 8 ka 1 ka Courant coupé FIG Surtension mesurée en fonction du courant coupé avec la coupure douce sur un montage hacheur - module IGBT CM12HB-66H La surtension V ce est la tension présente aux bornes de l IGBT en plus de la tension de blocage : V ce = V cemax V bus. Le schéma est présenté figure 4.4. L inductance L cc vaut 7nH, le courant coupé varie de 3.5kA à 1kA, R go f f so ft = 1Ω. Grâce à la coupure douce, il est possible de couper 1kA sans dépasser 1kV de surtension. Solution complète La solution finale a pour but de détecter le plus rapidement possible tous les types de défaut et d agir en conséquence en fonction du type de détection. Le tableau 4.3 résume les actions à effectuer en fonction du type de détection qui est activée : di/dt : coupure normale 17

183 4.3 Protection des modules IGBT FIG. 4.4 Circuit de test de la coupure douce V cedyn : coupure normale V cesat : coupure douce La figure 4.41 donne le schéma de principe de cette solution. Les interrupteurs com1, com2 et com3 sont commandés en fonction des ordres reçus du "récepteur fibre optique" et des défauts par la fonction "logique de commande". Les résistances R 1 et R 2 permettent d ajuster la tension de clamping. FIG Synoptique du driver avec sécurité en surintensité 171

184 4.3 Protection des modules IGBT Clamping capacitif Dans le cadre de l étude systématique des protections de l IGBT une solution alternative au clamping à diode TRANSIL a été imaginée et mise en oeuvre pour les modules de faible courant : 1A - 12V par exemple [Lef3a] [Lef3b]. Elle permet de s affranchir des tolérances des diodes TRANSIL et de leur résistance dynamique. Le principe de base consiste à remplacer les diodes TRANSIL par un condensateur chargé à la tension de bus du convertisseur : voir figure 4.42 pour le schéma de "clamping capacitif". La tension V re f permet d ajuster la valeur maximale de la tension collecteur lors d ouverture en cas de défaut. Or, la tension V re f doit être supérieure à la tension de blocage de l IGBT. Ceci implique que la source de tension V re f soit supérieure à la tension V bus et pose un problème pour la réalisation technologique de cette solution. Pour contourner ce problème, on fixe V re f à V bus et on règle la tension maximale aux bornes de l IGBT avec la valeur de la résistance R 5. La figure 4.43 montre les commutations à l ouverture du module Mitsubishi CM1DU-24H (1A - 12V) sur un montage hacheur à charge inductive. La résistance R 1 charge le condensateur C à la tension bus. Les diodes d 1 et d 2 bloquent le système de clamping quand l IGBT est fermé. La résistance R 5 permet d ajuster la valeur maximale de la tension collecteur. FIG Principe de base du clamping "capacitif" Sur la figure 4.43, on note que la valeur maximale de la tension V ce dépend de la valeur de R 5. Le courant de grille à l ouverture lors du clamping augmente pour limiter la vitesse de décharge de la tension de grille et diminuer la vitesse de commutation du courant collecteur et par conséquent la valeur maximale de la 172

185 4.3 Protection des modules IGBT Tension V ce pour différentes valeurs de R 5 à 2A Courant i g pour différentes valeurs de R 5 à 2A Tension [V] us 9.8 us 1. us 1.2 us 1.4 us Temps [s] R 5 =5Ω 1Ω 25Ω 33Ω 5Ω Courant [A] R 5 =5Ω 1Ω 25Ω 33Ω 5Ω 9.6 us 9.8 us 1. us 1.2 us 1.4 us Temps [s] Courant i c pour différentes valeurs de R 5 à 2A 3 Courant [A] R 5 =5Ω 1Ω 25Ω 33Ω 5Ω us 9.8 us 1. us 1.2 us 1.4 us Temps [s] FIG Influence de R 5 sur la tension maximale - courbes expérimentales - module IGBT CM1DU-24H 173

186 4.3 Protection des modules IGBT tension V ce. Cette solution est une alternative au clamping à diodes TRANSIL et nécessite également un réglage pour chaque application. De plus, le domaine d application de cette solution est limité aux petits modules IGBT présentant une faible valeur de capacité de grille. En effet, lors du fonctionnement du système de clamping, le courant injecté dans la grille de l IGBT provient de la capacité C : i d2 = C. V c t C ge. V ge t Pour que le système fonctionne convenablement, il faut que la tension V c n augmente pas de manière excessive. Pour cela, on pose l inégalité suivante : Ce qui implique : V c < V ge C > C ge Pour des modules IGBT 12V-1A, la capacité C ge a une valeur de quelques nano-farad. La valeur de la capacité C doit donc être supérieure ou égale à 1nF par exemple. Cette capacité doit supporter la tension bus plus la surtension présente sur le collecteur : soit 1kV environ pour un module IGBT 12V utilisé avec un bus 6V. Elle doit également pouvoir fournir un courant de quelques Ampère lors du fonctionnement du circuit de clamping. Le problème survient pour utiliser cette solution sur des modules de plus fort calibre en courant. Par exemple, le module Eupec FF8R12KL4C (12V-8A) a une capacité C ge de 4nF environ. Il faudrait utiliser une valeur de 1nF pour le condensateur C pour ce module. La taille de ce condensateur devient prohibitive (son prix également) devant la taille du driver qui pilote ce module Résultats expérimentaux Nous exposons les résultats expérimentaux du schéma de la figure 4.44 associé à la logique de gestion des défauts du tableau 4.4. Le montage utilisé est un montage hacheur abaisseur : voir figure Le module IGBT est le FZ12R33KF2 (12A-33V) et la diode DD8S33K2 (8A-33V) qui sont des composants du constructeur Eupec. Défaut Action Limitation surtension V cesat R go f f so ft coupure douce + TRANSIL V cedyn R go f f TRANSIL di/dt R go f f TRANSIL TAB. 4.4 Logique de fonctionnement en défaut 174

187 4.3 Protection des modules IGBT FIG Synoptique du driver avec sécurité en surintensité 175

188 4.3 Protection des modules IGBT FIG Montage hacheur et sécurité en surintensité 176

189 4.3 Protection des modules IGBT Détection V cesat La méthode de détection en V cesat est expliquée section page 163. Les résultats suivants permettent de montrer l efficacité conjointe de la détection en V cesat et de la coupure douce : figure 4.46 V ge [V] V ce [V] Tensions V ge et V ce us s 5 us 1 us 15 us 2 us 25 us 1.2 k 1. k us s 5 us 1 us 15 us 2 us 25 us Temps [s] V cemesure [V] I c [A] Tension V cemesure et courant I c 5 5 us s 5 us 1 us 15 us 2 us 25 us 2 k 1 k 5 us s 5 us 1 us 15 us 2 us 25 us Temps [s] FIG Détection en V cesat et coupure douce - courbes expérimentales - module IGBT FZ12R33KF2 V ge [V] V ce [V] Tensions V ge et V ce avec sans 23 us 24 us 25 us 26 us 27 us 1.5 k 1. k 5. avec sans V cemesure [V] I c [A] 5 Tension V cemesure et courant I c avec sans 23 us 24 us 25 us 26 us 27 us 2 k 1 k avec sans. 23 us 24 us 25 us 26 us 27 us Temps [s] 23 us 24 us 25 us 26 us 27 us Temps [s] FIG Détection en V cesat, comparaison avec et sans coupure douce - courbes expérimentales - module IGBT FZ12R33KF2 Pour les résultats obtenus figures 4.46 et 4.47, nous avons pris la configuration suivante : V bus = 6V R gon = 1.5Ω R go f f = 1.5Ω R go f f so ft = 1Ω L cc = 7µH Sur la figure 4.46, on montre trois conductions de l IGBT de 15µs, 175µs et 177

190 4.3 Protection des modules IGBT 23µs respectivement. Le courant collecteur atteint respectivement 1.3kA, 1.6kA et 2kA. Sur la troisième courbe, le driver détecte une surintensité par la comparaison de la tension V cemesure avec une référence de 7.3V. Le driver coupe l IGBT avec une coupure douce (ouverture avec une résistance de grille de 1Ω). Le détail de l ouverture est donné figure On montre bien l influence de la coupure douce sur la tension de grille (plateau Miller plus long avec coupure douce) et la tension V ce (tension V ce maximale plus faible avec coupure douce). La réunion de la détection en V cesat et de la coupure douce est bien adaptée pour la gestion des défauts avec des inductances de défaut supérieures à quelques dizaines de µ-henry. En effet, la coupure a pour conséquence de limiter la vitesse de décroissance du courant collecteur, mais d allonger le délai entre le début et la fin de l ouverture de l IGBT, ce qui peut devenir critique lors de défauts avec des impédances très faibles (inférieures à quelques µ-henry). Détection en V cedyn La méthode en V cedyn est expliquée à la section page 163. Les résultats suivants montrent le détection de défaut avec cette méthode : figure Tension V ge Tension V ce mesurée 2 12 Tension [V] avec sans Tension [V] avec sans us s 2 us 4 us 6 us 8 us 1 us 12 us Temps [s] 2 us s 2 us 4 us 6 us 8 us 1 us 12 us Temps [s] Courant I c Tension V ce mesurée, atténuée et filtrée 5 6 Courant [A] avec sans Tension [V] avec sans 1 2 us s 2 us 4 us 6 us 8 us 1 us 12 us Temps [s] 2 2 us s 2 us 4 us 6 us 8 us 1 us 12 us Temps [s] FIG Détection en V cedyn et coupure normale - courbes expérimentales - module IGBT FZ12R33KF2 Pour les résultats obtenus figure 4.48, nous avons pris la configuration suivante : V bus = 6V (défaut détecté) et 5V (défaut non détecté) 178

191 4.3 Protection des modules IGBT R gon = 1.5Ω R go f f = 1.5Ω L cc = 13µH La tension "V ce mesurée" correspond à la tension V ce mesurée par le système à générateur de courant et diode de la figure 4.37 page 168. La tension "V ce mesurée, atténuée et filtrée" correspond à la tension décrite précédente filtrée par un pont diviseur résistif. Nous montrons deux conductions avec et sans détection en V cedyn. Le système de mesure (tension "V cemesure ") commence à lire la tension 3µs après le début de la commutation, ce qui permet de couper l IGBT très tôt si un défaut est présent. Détection en di/dt La méthode en di/dt est expliquée à la section page 163. Les résultats suivants montrent le détection de défaut avec cette méthode : figure Tension V ge Tension V ee avec sans Tension [V] 5 5 avec sans Tension [V] us s 2 us 4 us 6 us 8 us 1 us 12 us Temps [s] 2 2 us s 2 us 4 us 6 us 8 us 1 us 12 us Temps [s] Courant I c Tension V ee filtrée et inversée 4. k 12 Courant [A] 3.5 k 3. k 2.5 k 2. k 1.5 k 1. k 5.. avec sans Tension [V] avec sans 5. 2 us s 2 us 4 us 6 us 8 us 1 us 12 us Temps [s] 2 2 us s 2 us 4 us 6 us 8 us 1 us 12 us Temps [s] FIG Protection en di/dt, avec et sans détection - courbes expérimentales - module IGBT FZ12R33KF2 Pour les résultats obtenus figure 4.49, nous avons pris la configuration suivante : V bus = 6V (avec détection) et 9V (sans détection) R gon = R go f f = 1.5Ω L cc = 6nH 179

192 4.4 Transmission des ordres Un système de fenêtre permet de bloquer la mesure de la tension V ee les quatre premières µ-secondes de la conduction. Elle permet de masquer le recouvrement de la diode de roue libre d. La tension V ee est la tension entre l émetteur de puissance et l émetteur de commande de grille. Cette tension est inversée, filtrée et amplifiée puis appliquée à un système de fenêtre pour donner la tension "V ee filtrée et inversée". Lors de la détection, le défaut est détecté 4.7µs après le début de la conduction. Le courant collecteur atteint est de 4kA. Avec la détection en V cesat dans les mêmes conditions, le "blanking time" de 1µs donnerait un courant maximal de 1kA environ. 4.4 Transmission des ordres Le fonction "émission d ordre" permet de transmettre les ordres de commande de grille du primaire au secondaire et le "retour défaut" du secondaire au primaire. Les contraintes pour réaliser ces fonctions sont les suivantes : temps de propagation : temps pour faire passer l information du primaire au secondaire (et inversement). Il doit être inférieur à 1µs. isolation : la fonction doit isoler galvaniquement la partie réception de l émission des points de vue statique et dynamique. La tenue statique doit atteindre plusieurs kilo-volts (dépend de l application finale visée) : tests en décharges partielles. Pour la contrainte dynamique, les capacités de couplage entre primaire et secondaire doivent être minimisées afin de limiter la circulation des courants de mode commun lors de gradients de tension entre primaire et secondaire. compatibilité électromagnétique : la fonction doit être insensible aux perturbations rencontrées lors du fonctionnement. coût : le coût de la fonction doit être le plus faible possible tout en respectant les critères techniques précédents Transmission du primaire vers secondaire : "émission d ordre" Nous avons choisi un système optique : LED émettrice, fibre optique, récepteur optique intégré. Cette solution est commentée section page 7. Nous commentons ici principalement son inconvénient majeur : la sensibilité du récepteur optique intégré. Il est basé sur le schéma de la figure 4.5. Le courant de diode i d est amplifié et transformé en une tension V id. Le courant photoélectrique i d est de quelques na au repos et de quelques µa quand le récepteur est excité par une fibre optique. Lors de fortes variations de potentiels dans les convertisseurs de puissance, des champs électromagnétiques impulsionnels intenses sont rayonnés. Prenons le cas concret d un bras d onduleur (figure 4.51) où l IGBT T 1 s ouvre et T 2 se ferme. La tension V ce2 chute très rapidement de V bus à V. Ce gradient de tension provoque 18

193 4.4 Transmission des ordres FIG. 4.5 Schéma de principe du récepteur optique intégré un rayonnement électromagnétique à front raide. FIG Source du rayonnement électromagnétique lors des variations de tension sur un bras d onduleur Ce champ électromagnétique se couple au circuit de réception optique (figure 4.5) au niveau du secondaire du driver de l IGBT T 1. La sortie du récepteur optique change d état et a pour effet de réamorcer de façon transitoire l IGBT T 1. Les deux IGBT T 1 et T 2 sont en conduction en même temps et a pour effet de créer un régime de défaut dans le bras d onduleur. Le champ électromagnétique émis se couple sur les connexions qui relient la photodiode à l amplificateur de transimpédance (figure 4.52). Ce couplage est communément appelé couplage "champ à fil" où les connexions jouent le rôle d antenne. Le courant généré dans ces connexions circule grâce à l effet capacitif de la photodiode et est amplifié par l amplificateur de transimpédance. Pour réduire ce phénomène, il faut protéger le récepteur contre les rayonnements extérieurs. La seule solution est le blindage du récepteur par un feuillard métallique. Nous avons réalisé cette fonction à l aide d un ruban de cuivre (entre 1µm et 2µm d épaisseur) qui est relié à la masse du circuit : voir figure Cette solution nous permet d obtenir un fonctionnement normal sur un onduleur 181

194 4.4 Transmission des ordres FIG Schéma de principe du récepteur optique - perturbation rayonnée - couplage "champ à fil" 182

195 4.4 Transmission des ordres triphasé. De plus, il permet de ne pas être perturbé lors d essais en commutations rapides atteignant plus de 15kV /µs (figure 4.54). Les tests ont été réalisés sur un montage comme celui de la figure 4.51 en remplacant les IGBT par des MOSFET. FIG Blindage du récepteur optique 183

196 4.4 Transmission des ordres Vds [V] ns s 1 ns 2 ns 1 5 dvds/dt [kv/us] ns s 1 ns 2 ns Temps [s] FIG Tension V ds du MOSFET piloté par le driver - test d immunité en dv/dt 184

197 4.4 Transmission des ordres Transmission du secondaire vers primaire : "retour défaut" Comme nous venons de le voir, la solution optique est très performante mais reste néanmoins très coûteuse. La fonction "retour défaut" permet d informer le primaire du driver qu un défaut est survenu au secondaire (défaut de surintensité...). On pourrait utiliser la solution optique mais celle-ci est très coûteuse et peut être remplacée par une solution à base de transformateur coreless dans ce cas précis. Nous allons voir que cette solution à caractère impulsionnel consomme un courant crête très important. Schéma du circuit de transmission FIG Retour défaut par transformateur coreless La tension V de f aut vient de la logique de commande. Lors d un défaut, une brève impulsion à V est générée. Le circuit d excitation génère une impulsion de tension aux bornes d un enroulement de transformateur coreless. L information est récupérée côté primaire du driver par un système de redresseur (diode d) et d effet mémoire (R 3 C 4 ) : voir figure Contraintes technologiques Nous avons comme contrainte technologique la largeur des pistes sur le circuit imprimé et le nombre de tours des enroulements. Nous avons réalisé un transformateur coreless avec une largeur de piste de.2mm (espacées de.2mm) avec quatre spires au primaire et au secondaire. Ce nombre de tour dépend de la largeur disponible entre les empreintes d une résistance CMS de Ω en boîtier 126 (2mm x 3mm) : voir figure 4.56 pour un enroulement du transformateur coreless. 185

198 4.4 Transmission des ordres FIG Enroulement du transformateur coreless Modélisation et caractérisation physique du transformateur coreless Nous modélisons le transformateur par deux inductances propres et une mutuelle inductance : L 1, L 2, M. L aspect résistif des pistes est pris en compte avec les deux résistances R 1 et R 2. La figure 4.57 donne le schéma électrique équivalent du transformateur coreless. FIG Modèle électrique du transformateur coreless Les équations associées sout les suivantes : v 1 = R 1.i 1 + L 1. di 1 dt + M.di 2 dt v 2 = R 2.i 2 + L 2. di 2 dt + M.di 1 dt La description physique du transformateur coreless et la résolution avec le logiciel InCa nous permet de calculer de façon précise les paramètres L 1, L 2 et M. La figure 4.58 représente la description du transformateur coreless avec le logiciel InCa. La résolution par le logiciel InCa en 2D donne les résultats suivants : [ ] [ ] L1 M 73nH 21nH M = = M L 2 21nH 1nH σ = M L1.L 2.24 R L1 = 135mΩ 186

199 4.4 Transmission des ordres FIG Transformateur coreless modélisé avec le logiciel InCa R L2 = 172mΩ Simulations et résultats expérimentaux Les simulations du circuit figure 4.55 nous permettent de voir si le transformateur coreless proposée figure 4.56 est capable de répondre aux exigences de la fonction. Sur le schéma de la figure 4.59, on étudie l influence de la valeur de certains paramètres : les condensateurs C 2 et C 3. Les valeurs de ces composants jouent un rôle important dans les formes d ondes associées à V 1 et V 2 : 4.6. FIG Schéma de la fonction retour défaut par transformateur coreless La tension V 1 est très peu influencée par les valeurs de C 2 et C 3. La tension V 2 187

200 4.4 Transmission des ordres Influence de C 2 Tension [V] Tension [V] Tension V 1 pour différentes valeurs de C 2 C 2 =1pF 1nF 4.7nF 1nF 5. s 5. ns 1. us 1.5 us 2. us 2.5 us 3. us Temps [s] Tension V 1 pour différentes valeurs de C 3 C 2 =1pF 1nF 1nF Tension [V] Influence de C 3 5. s 5. ns 1. us 1.5 us 2. us 2.5 us 3. us Temps [s] Tension [V] nF 3 6 Tension [V] Tension V 2 pour différentes valeurs de C 2 C 2 =1pF 1nF 4.7nF 1nF 3. s 5. ns 1. us 1.5 us 2. us 2.5 us 3. us Temps [s] Tension V 2 pour différentes valeurs de C 3 C 2 =1pF 1nF s 5. ns 1. us 1.5 us 2. us 2.5 us 3. us Temps [s] 1nF 22nF FIG. 4.6 Simulation, influence de C 2 et C 3 188

201 4.4 Transmission des ordres dépend très peu de la valeur de C 2 mais beaucoup de celle de C 3. En effet, lorsque C 3 = 1pF, la tension V 2 atteint 4.5V et oscille à une fréquence de plusieurs dizaines de MHz. Pour 1nF et 1nF, la valeur maximale est 5.2V et pour 22nF de 4.5V. L optimum se situe entre 1nF et 1nF pour la valeur de C 3. Les contraintes en courant sur le MOSFET M sont assez importantes, il faut choisir un MOSFET capable de supporter cette surcharge en courant. La figure 4.61 donne le courant i mos dans la source du MOSFET M pour différentes valeurs de C 2 et C 3. Pour un circuit de commande de MOSFET donné (V ordre, R 1, C 1, R 2 ), la forme de i mos dépend très peu de C 2 et C 3. 5 Courant i mos pour différentes valeurs de C 2 5 Courant i mos pour différentes valeurs de C 3 Courant [A] 5 1 C 2 =1pF 1nF 4.7nF 1nF Courant [A] 5 1 C 3 =1pF 1nF 1nF 22nF s 5. ns 1. us 1.5 us 2. us 2.5 us 3. us Temps [s] 2. s 5. ns 1. us 1.5 us 2. us 2.5 us 3. us Temps [s] FIG Simulation, influence de C 2 et C 3 sur le courant i mos Nous vérifions que le modèle choisi est bien conforme à la réalité. Les résultats expérimentaux sont présentés figure 4.62 pour l influence de C 2 et C 3. Nous considérons également l influence de la résistance R 1 sur le circuit : voir figure On note l importance de sa valeur qui doit être comprise entre quelques dizaines d ohm et quelques centaines d ohm pour C 1 = 1nF et R 2 = 1kΩ. Sur la figure 4.64, nous comparons les résultats expérimentaux à ceux de simulation pour la configuration suivante : R 1 = 22Ω - C 1 = 1nF - R 2 = 1kΩ - C 2 = 1nF - C 3 = 1nF. Les simulations sont réalisées avec le logiciel LTSpice. En ajustant les valeur de M et des résistances des bobinages, on obtient les courbes de la figure 4.65 : [ ] [ ] L1 M 1nH 32nH M = = M L 2 32nH 1nH R L1 = R L2 = 4mΩ Tenue en tension et capacité parasite La tenue en tension statique entre le primaire et le secondaire dépend principalement de la nature du matériau du circuit imprimé et de son épaisseur. La rigidité diélectrique du matériau Epoxy FR4 utilisé est de plusieurs k-volt/mm. L épaisseur du circuit est de 1.6mm, ce qui garantit une tenue en tension largement suffisante pour les applications visées : tenue en tension de 3V à quelques kilo-volts. 189

202 4.4 Transmission des ordres Influence de C 2 Tension [V] Tension V 1 pour différentes valeurs de C 2 C 2 =1nF 4.7nF 1nF 5. s 25. ns 5. ns 75. ns 1. us 1.3 us 1.5 us Temps [s] Tension [V] Influence de C 3 Tension V 2 pour différentes valeurs de C 2 C 2 =1nF 4.7nF 1nF 2. s 25. ns 5. ns 75. ns 1. us 1.3 us 1.5 us Temps [s] 15 Tension V 1 pour différentes valeurs de C 3 5 Tension V 2 pour différentes valeurs de C 3 Tension [V] 1 5 C 2 =1pF 1nF 1nF 22nF Tension [V] C 2 =1pF 1nF 1nF 22nF 5. s 25. ns 5. ns 75. ns 1. us 1.3 us 1.5 us Temps [s] 2. s 25. ns 5. ns 75. ns 1. us 1.3 us 1.5 us Temps [s] FIG Résultats expérimentaux, influence de C 2 et C 3 15 Tension V 1 pour différentes valeurs de R 1 5 Tension V 2 pour différentes valeurs de R 1 Tension [V] 1 5 R 1 =1k Tension [V] R 1 =1k s 25. ns 5. ns 75. ns 1. us 1.3 us 1.5 us Temps [s] 2. s 25. ns 5. ns 75. ns 1. us 1.3 us 1.5 us Temps [s] FIG Résultats expérimentaux, influence de R 1 19

203 4.4 Transmission des ordres Tension [V] 15 1 Tension V 1 : comparaison résultats expérimentaux et simulation 5 expérimental simulation 5. ns 1. us 1.5 us 2. us 2.5 us Temps [s] Tension [V] Tension V 2 : comparaison résultats expérimentaux et simulation expérimental simulation 3 5. ns 1. us 1.5 us 2. us 2.5 us Temps [s] FIG Comparaison entre résultats expérimentaux et simulations, tensions V 1 et V 2 - logiciel LTSpice Tension [V] 15 1 Tension V 1 : comparaison résultats expérimentaux et simulation 5 expérimental simulation 5. ns 1. us 1.5 us 2. us 2.5 us Temps [s] Tension [V] Tension V 2 : comparaison résultats expérimentaux et simulation expérimental simulation 3 5. ns 1. us 1.5 us 2. us 2.5 us Temps [s] FIG Comparaison entre résultats expérimentaux et simulations, tensions V 1 et V 2, nouveaux paramètres du transformateur coreless - logiciel LTSpice 191

204 4.5 Transmission de puissance La capacité parasite peut être estimée si l on caractérise le dipôle suivant à l aide d un analyseur d impédance : FIG Caractérisation des capacités parasites du transformateur coreless La mesure de la capacité parasite avec l analyseur d impédance HP 4191A donne une valeur de 1.4pF à 5MHz. Cette valeur est très faible et est à la limite des valeurs mesurables avec cet appareil. En effet, si l on mesure la capacité parasite de la sonde de mesure de l analyseur d impédance, celui-ci affiche une valeur de 1.2pF. On peut donc majorer la valeur de la capacité parasite du transformateur coreless à quelques pf. Cette valeur est très satisfaisante car elle est du même ordre de grandeur que celle de l alimentation isolée proposée par la suite (figure 4.74 page 197). 4.5 Transmission de puissance La fonction "transmission de puissance" permet de fournir de l énergie électrique au(x) secondaire(s) des drivers. Elle assure une isolation statique et dynamique entre le primaire et les secondaires et les secondaires entre eux. Si l on se réfère au tableau 4.1 page 142, les contraintes les plus importantes sont les suivantes : consommation par voie : 4W (8W au total pour les deux secondaires) isolation statique : 6kV courant impulsionnel à fournir à la grille : 2A Nous prenons en compte les critères énoncés ci-dessus pour exposer la solution retenue. La dernière contrainte provient de la solution retenue pour la commande de grille : l alimentation doit être symétrique. La figure 4.67 donne le synoptique de l alimentation à concevoir Analyse et conception Les solutions proposées aux figures page 59 et figure page 59 nécessitent un enroulement primaire et un secondaire pour une alimentation asymétrique (V ;+15V) ou (V ;-15V). Pour concevoir l alimentation du synoptique fi- 192

205 4.5 Transmission de puissance FIG Synoptique de l alimentation gure 4.67, il faudrait un enroulement primaire commun et quatre enroulements secondaires (deux pour chaque secondaire). La solution compte cinq enroulements à bobiner sur un corps de ferrite torique. Or, pour la gamme de puissance à transmettre, la taille des tores permet difficilement de bobiner cinq enroulements sur le même tore. Pour contourner ce problème, nous proposons une solution qui utilise quatre enroulements au total. Nous partons de la structure de base du montage hacheur abaisseur pour arriver au montage push-pull : voir figure 4.68 [Sad91]. FIG Montage push-pull et doubleur de tension - méthodologie de conception Ce montage push-pull proposé figure 4.68 ne permet pas d obtenir de tension symétrique tel quel. Nous modifions le secondaire du montage push-pull classique. Le primaire excite le matériau magnétique de manière symétrique dans le 193

206 4.5 Transmission de puissance plan (B,H). Pour récupérer une tension alternative, il suffit de coupler un seul enroulement sur le noyau magnétique. Pour obtenir deux tensions symétriques (- 15V ;V ;+15V), on utilise un doubleur de tension qui nous permet de créer les tensions symétriques à partir d une source alternative : voir figure Le schéma de l alimentation finale découle des figures 4.68 et 4.69 : voir figure 4.7. FIG Doubleur de tension FIG. 4.7 Solution proposée, push-pull et doubleurs de tension Cette solution a pour principal avantage de fournir deux alimentations symétriques isolées avec un nombre réduit de composants et un encombrement minimum : 194

207 4.5 Transmission de puissance un tore et quatre enroulements deux MOSFET quatre diodes de redressement un circuit d écrêtage pour les MOSFET capacités de découplage pour fournir les courants impulsionnels pour le circuit d attaque de grille Le principal inconvénient de cette structure vient des contraintes en courant des diodes de redressement d 1, d 2, d 3 et d 4. A la mise en conduction du MOSFET M 1, les diodes d 2 et d 4 entrent en conduction et chargent les condensateurs C 2 et C 4. Dans le cas où le transformateur est parfait, les courants de charge des condensateurs C 2 et C 4 sont limités uniquement par les fronts de tension et les résistances dynamiques des diodes. Les contraintes en courant des diodes de redressement sont très importantes et doivent être choisies en conséquence. Dans le cas où le transformateur n est pas parfait (cas réel), le courant est limité en plus par les inductances de fuite du transformateur. La figure 4.71 donne le schéma équivalent d une partie de l alimentation lors de la mise en conduction de M 2. FIG Schéma équivalent lors des commutations Résultats expérimentaux Nous donnons les caractéristiques électriques de l alimentation développée : tensions de sortie en fonction de la puissance de sortie totale rendement en fonction de la puissance de sortie totale estimation des capacités parasites La figure 4.72 montre les réalisations physiques des deux alimentations des drivers A et B du tableau 4.1 page 142. Les caractéristiques électriques V s = f (P s ) et η = f (P s ) sont données figure Différentes courbes sont exposées pour analyser l influence de la fréquence de découpage. La tension moyenne de sortie et le rendement dépendent de la fréquence de découpage. Un compromis doit être fait entre rendement et tension de 195

208 4.5 Transmission de puissance FIG Alimentations isolées des drivers A et B Tension moyenne de sortie V s Rendement de l alimentation[%] V s [V] f=9khz f=135khz f=2khz f=285khz n [%] f=9khz f=135khz f=2khz f=285khz P s [W] P s [W] FIG Caractéristiques électriques mesurées de l alimentation du driver B en fonction de la fréquence de découpage sortie. L analyseur d impédance HP 4194A permet d estimer la capacité de couplage entre le primaire et les secondaires et entre les secondaires : figure Les capacités parasites proviennent principalement du transformateur. La figure 4.75 et le tableau 4.5 permettent de mieux appréhender le problème du bobinage et de son influence sur les capacités parasites. On effectue six bobinages différents : on étudie de façon expérimentale l influence sur les capacités parasites le nombre de tours des bobinages et leurs positions relatives sur une ferrite en forme de tore. (a) (b) (c) (d) (e) (f) Capacité parasite 2.9pF 2.5pF 2pF 1.6pF 1.6pF 1.8pF TAB. 4.5 Influence de la nature du bobinage sur les capacités parasites On remarque que les capacités parasites sont principalement apportées par le transformateur. Il y a très peu de différences entre les valeurs de l alimentation et le transformateur seul. En effet, les principales surfaces en regard sont situées sur le transformateur au niveau des bobinages. Le tableau 4.5 et la figure 4.75 permettent de confirmer que les capacités parasites dépendent des surfaces en regard au niveau du transformateur. Les figures 4.75 (a), (b), (c) et (d) montrent des transformateurs 196

209 4.5 Transmission de puissance Alimentation Transformateur seul C ps 4.6pF 4.4pF C ss 4.3pF 3.7pF C ps : capacité parasite entre primaire et un secondaire C ss : capacité parasite entre les secondaires FIG Capacités parasites de l alimentation et du transformateur torique (a) 1 tours (b) 8 tours (c) 6 tours 2.9pF 2.5pF 2pF (d) 4 tours 18 (e) 4 tours et 9 (f) 4 tours collés 1.6pF 1.6pF 1.8pF FIG Influence de la nature du bobinage sur les capacités parasites 197

210 4.5 Transmission de puissance avec respectivement 1, 8, 6 et 4 tours. La situation relative des deux bobinages a une influence très faible sur la capacité parasite : cas (d), (e) et (f). La capacité parasite dépend du nombre de tours des enroulements du transformateur Alimentation à base de transformateur piezoélectrique Suite aux bons résultats obtenus avec la technologie à transformateur magnétiques, nous étudions la possibilité d utiliser des transformateurs piézoélectriques. Cette axe de recherche a eu pour but d étudier la faisabilité et le prototypage d une alimentation isolée de 3W à base de transformateur piézoélectrique. L étude a été réalisée en partenariat avec le laboratoire SATIE de l ENS Cachan qui a fourni les céramiques piézoélectriques et leurs premières caractérisations. La suite des recherches et du développement de l alimentation a été effectuée conjointement avec le LGEF et le CEGELY INSA de Lyon. L alimentation proposée doit répondre aux caractéristiques suivantes : tension d entrée : +15V tension de sortie : ±15V puissance transmise : 3W capacité de couplage entre primaire et secondaire : <1pF tension d isolement : 12kV RMS 5Hz Le transformateur piézoélectrique vibre selon différents modes correspondants aux fréquences permettant l établissement d ondes stationnaires. Sur la figure 4.76, on représente les modes de vibration d une céramique piézoélectrique. FIG Modes de vibration d une céramique piézoélectrique Une analyse fréquentielle montre que le barreau piézoélectrique entre en ré- 198

211 4.5 Transmission de puissance sonance en longueur, largeur et épaisseur à des fréquences bien précises liées aux paramètres physiques du barreau piézoélectrique. La figure 4.77 donne l évolution du gain en tension d un transformateur en forme de barreau. On constate la présence d un grand nombre de pics qui proviennent des différents multiples de résonance (λ/2, λ, 3.λ/2,...) des trois dimensions du matériau : longueur, largeur et épaisseur. FIG Gain en tension à vide en fonction de la fréquence d un transformateur piézoélectrique en forme de barreau La première partie de l étude porte sur la caractérisation des transformateurs et l optimisation des métallisations des transformateurs. Nous disposons de deux céramiques de tailles différentes en PZT (Plomb Zirconate Titanate) : voir figure FIG Deux céramiques piézoélectriques de dimensions différentes La caractérisation des transformateurs consiste à obtenir leurs paramètres électriques à l aide d un amplificateur de puissance (voir figure 4.79) : P : puissance de sortie maximale fournie au secondaire R ch : résistance de charge optimale pour obtenir le meilleur rendement V cc : tension crête-à-crête en sortie du transformateur Fr : première fréquence de résonance C : capacité de couplage parasite entre primaire et secondaire 199