THESE ETUDE ET MODÉLISATION DE TRANSISTORS BIPOLAIRES À HÉTÉROJONCTION. SiGe APPLICATION À LA CONCEPTION D OSCILLATEURS RADIOFRÉQUENCES INTÉGRÉS

Transcription

1 N d ordre 03ISAL0092 Année 2003 THESE ETUDE ET MODÉLISATION DE TRANSISTORS BIPOLAIRES À HÉTÉROJONCTION SiGe APPLICATION À LA CONCEPTION D OSCILLATEURS RADIOFRÉQUENCES INTÉGRÉS présentée devant L Institut National des Sciences Appliquées de Lyon pour obtenir le grade de docteur Ecole doctorale : Electronique, Electrotechnique, Automatique (EEA) Spécialité : Dispositifs de l électronique intégrée Par Jérémy RAOULT Soutenue le 16 décembre 2003 devant la Commission d examen Jury PRIGENT Michel GASQUET Daniel KAISER Andreas GUILLOT Gérard VERDIER Jacques GONTRAND Christian Rapporteur Rapporteur Président du Jury Examinateur Responsable Directeur de thèse Membres invités : CELI Didier GIRARD Philippe Cette thèse a été préparée au Laboratoire de Physique de la Matière de l INSA de Lyon

2 AVANT - PROPOS Le travail présenté dans ce mémoire a été réalisé au sein de l équipe «Composants et circuits radio-fréquences» du Laboratoire de Physique de la Matière (LPM) de l INSA de Lyon. Je tiens à remercier Monsieur Gérard GUILLOT, directeur du LPM, pour la confiance qu il m a témoignée en m accueillant dans le laboratoire. Je remercie vivement Monsieur Andreas KAISER, Directeur de recherche à l Institut d Electronique et de Micro-électronique du Nord (IEMN), qui m a fait l honneur de présider le jury de thèse. J adresse également mes sincères remerciements à Messieurs Michel PRIGENT, Professeur à l Institut Universitaire de Technologie de Brive, et Daniel GASQUET, Directeur de recherche au Centre d Electronique et de Micro-optoélectronique de Montpellier (CEM2), qui ont bien voulu me faire l honneur de juger ce travail, en acceptant d être rapporteurs de cette thèse. Que Monsieur Didier CELI, Ingénieur à ST Microelectronics de Crolles, soit aussi remercié pour avoir accepté de participer au jury de soutenance. Je remercie Messieurs Christian GONTRAND, Professeur à l INSA de Lyon, et Jacques VERDIER, Maître de Conférences à l INSA de Lyon qui ont assuré la direction et l encadrement de cette thèse. Je tiens à remercier tout particulièrement Monsieur Philippe GIRARD, Technicien en électronique et en micro-électronique au LPM, avec qui j ai passé de longues journées pour la réalisation du banc de mesures de bruit basse-fréquence de transistors. Son professionnalisme et sa disponibilité ont été décisifs à l aboutissement de ce travail. Je souhaite également remercier Monsieur Jacques MAJOS, Ingénieur-concepteur à France Telecom R&D, pour ses nombreux conseils et pour nous avoir permis de travailler sur les oscillateurs contrôlés en tension conçus par ses soins. Je tiens à témoigner ma reconnaissance à Monsieur Serge TOUTAIN, Professeur à l Institut de Recherche et d Enseignement Supérieur aux Techniques de l Electronique (IRESTE), pour nous

3 avoir accueilli dans son laboratoire et pour nous avoir si gentiment et si efficacement aidé dans notre «recherche» d un banc de caractérisations hyperfréquences de composants actifs. Je tiens d ailleurs à remercier Madame Elisabeth DELOS, Ingénieur d étude à l IEMN, grâce à qui les mesures de paramètres S de nos composants ont pu être effectuées avec succès. J adresse également mes remerciements à Monsieur Laurent BARY, Ingénieur de recherche au Laboratoire d analyse et architecture des systèmes (LAAS) de Toulouse, pour ses conseils concernant le développement du banc de mesures de bruit BF. Enfin, je n oublierai pas les personnes qui m ont apporté leur aide technique et scientifique avec disponibilité et efficacité : Messieurs Kader SOUIFI, Manuel BERRANGER, Robert PERRIN.

4 Sommaire SOMMAIRE Liste des tableaux Liste des figures Introduction Générale Chapitre I : Du Transistor Bipolaire Si au Transistor Bipolaire à Hétérojonction Si/SiGe. 4 1 Introduction.5 2 Théorie du transistor bipolaire Principe de fonctionnement Le transistor bipolaire idéal Les courants idéaux Les gains en courant du transistor idéal Le transistor bipolaire réel Bilan des courants circulant dans le transistor L'efficacité d'injection Gain statique en courant du transistor réel a Gain statique en courant du montage base commune b Gain statique en courant du montage émetteur commun β Les effets à faible polarisation a Courant de recombinaison dans les zones de charge d espace b Courant tunnel L effet Early Le perçage de la base Les limites de fonctionnement en tension : claquage des jonctions par ionisation par impact Les effets à fort niveau de courant..15

5 Sommaire a Effet Kirk b Effet Webster Les résistances d accès Le fonctionnement dynamique du transistor bipolaire La fréquence de transition f T La fréquence maximale d oscillation f MAX Les limites du transistor bipolaire tout silicium Utilisation du Germanium dans la base 20 5 Description de la filière des TBH SiGe étudiés Introduction technologique Le TBH de la filière BICMOS 6G 0.35µm STMicroelectronics Insertion d une couche de carbone dans la base des TBH SiGe.25 6 Performances des différentes technologies de TBH SiGe.26 7 Conclusion.27 Références bibliographiques Chapitre II : Bruit basse fréquence Introduction Différentes sources de bruit BF dans les composants semi-conducteurs Sources de bruit BF irréductibles Sources de bruit BF réductibles ou en excès.33 3 Analyse du bruit télégraphique dans les composants bipolaires à hétérojonctions Principe de la mesure Résultats et analyse du bruit RTS...36

6 Sommaire 4 Techniques de mesure du bruit basse fréquence Représentation en bruit d un quadripôle Présentation des techniques de mesures de bruit BF Mesures des sources de bruit équivalentes de la représentation chaîne S V, S I Mesures des sources de bruit équivalentes de la représentation parallèle : S IB, S IC 41 5 Présentation du banc de mesure de Bruit Basse Fréquence Les amplificateurs transimpédances (couramment nommés I-V) Précautions à prendre dans la mesure de bruit basse fréquence Mise au point du banc de mesure de bruit BF Problèmes rencontrés Mesure de la source de bruit S IB Mesure de la source de bruit S IC Insertion d un amplificateur tampon Mise au point de l étage tampon Précautions à prendre lors du montage de l étage tampon Limites de l étage tampon Utilisation d un transformateur Avantages de l utilisation du transformateur Choix du transformateur Précautions à prendre au niveau du câblage du transformateur et du montage final du banc de mesure a Câblage du transformateur b Ecueils à éviter au niveau du montage final du banc de mesure Validation du transformateur sur les mesures au collecteur Problème de mesure lié à l utilisation du transformateur Banc de mesure final du bruit BF Mesure de la source S IB Mesure de la source S IC Mesure de la corrélation S IBIC* Mesure de bruit BF...72

7 Sommaire Transistors étudiés et support de test utilisé Résultats de mesure de bruit BF a Mesures des deux sources : S IB et S IC b Mesures du spectre croisé et du coefficient de corrélation 74 7 Modélisation en bruit basse fréquence des transistors bipolaires Introduction Modèle de type SPICE Modèle de bruit BF complet Présentation du modèle de bruit BF utilisé Description de la technique d extraction des sources de bruit du modèle utilisée par le LAAS Validation du modèle de bruit BF des transistors TBH SiGe de STMicroelectronics 82 8 Conclusion..84 Références bibliographiques Chapitre III : Modélisation électrique du Transistor Bipolaire à Hétérojonction Introduction 90 2 Modèles électriques des TBH étudiés Le modèle d Ebers-Moll Modèle de Gummel-Poon Modélisation statique du transistor Modèle non linéaire non quasi-statique Modèle Gummel-Poon type SPICE (SGPM : Standard Gummel Poon Model) Modélisation dynamique du transistor Modèle Gummel-Poon type SPICE Autre modèle de Gummel-Poon type Spice Modèle non linéaire non quasi-statique 103

8 Sommaire a Modèle extrinsèque b Modèle petit signal quasi-statique c Modèle petit signal non quasi-statique Caractérisations statiques et dynamiques des TBH étudiés Caractérisations statiques Caractérisations dynamiques Mesure des paramètres [S] a Banc de mesures b Présentation des résultats Banc de mesures de puissance P S = f(p E ) Etude comparative des modèles de TBH implantés sous ADS Implantation des modèles sur le logiciel ADS Modèle non linéaire non quasi-statique Les deux modèles de Gummel-Poon Comparaison des trois modèles de TBH Les simulations statiques Les simulations dynamiques a Simulations de paramètres [S] b Simulations de puissance Conclusion Références bibliographiques Chapitre IV : Etude d un Oscillateur Contrôlé en Tension (OCT) MMIC à base de TBH Si/SiGe Introduction Généralités et principales caractéristiques électriques des oscillateurs Topologie des différents oscillateurs L oscillateur en transmission ou à contre réaction parallèle Oscillateur en réflexion ou à contre réaction série 137

9 Sommaire 2.2 Caractéristiques électriques principales d un oscillateur Sensibilité des oscillateurs à des variations de l impédance de charge à une variation des courants ou tensions d alimentation Le bruit de phase dans les oscillateurs Définition du bruit de phase dans les oscillateurs Méthode d analyse du bruit de phase des circuits non linéaires oscillants La méthode quasi-statique La méthode paramétrique ou méthode des matrices de conversion Autres méthodes de calcul du bruit de phase Le modèle de Leeson-Cutler Le modèle de X.Zhang Le modèle de Hajimiri et Lee Approche dans la considération du bruit de phase selon Rael et Abidi Etude d un OCT à 5 GHz entièrement intégré Choix de la structure Topologie de l oscillateur Principe de fonctionnement général de l OCT L analyse des oscillateurs utilisée par le logiciel ADS a L analyse linéaire b L analyse non linéaire c Méthodes de simulation du bruit de phase Régime de fonctionnement des transistors de la paire différentielle a Fonctionnement statique b Fonctionnement dynamique Le bruit de phase dans ce type d oscillateur a Le bruit de la paire différentielle b Le bruit de la source de courant c Technique de filtrage du bruit de la source de courant d Autres sources de bruit responsables du bruit de phase de l oscillateur e Sensibilité de la fréquence d oscillation à une variation de I POLAR Travail sur l étage tampon de sortie Principales caractéristiques électriques de l étage tampon de sortie 174

10 Sommaire L étage tampon émetteur suiveur a Isolation entre l oscillateur et la charge b Fonctionnement linéaire du transistor c Variation de l impédance d entrée de l étage tampon avec la fréquence d oscillation d Stabilité linéaire de l étage tampon e Améliorations éventuelles de l étage tampon f Etage tampon constitué par un montage émetteur commun Résumé des principales performances de l OCT avec les deux étages tampons étudiés Travail en cours sur le layout de l OCT Conclusion.188 Références bibliographiques Conclusion Générale..192 Annexes Documents techniques

11 Liste des tableaux LISTE DES TABLEAUX Chapitre I : Du Transistor Bipolaire Si au Transistor Bipolaire à Hétérojonction Si/SiGe Tableau I.1 : Compromis nécessaires à l optimisation des performances du transistor Tableau I.2: Performances de quelques filières de TBH SiGe Chapitre II : Bruit basse fréquence Chapitre III : Modélisation électrique du Transistor Bipolaire à Hétérojonction Tableau III.1: Paramètres du modèle du TBH SiGe 3T (3 0.4µm 60µm) Tableau III.2 : Tableau récapitulatif des performances dynamiques(f T, f MAX ) des deux tailles de transistors : 2T, 4T à V CE =1.5 V Chapitre IV : Etude d un Oscillateur Contrôlé en Tension (OCT) MMIC à base de TBH Si/SiGe Tableau IV.1 : Tableau récapitulatif des principales performances de l OCT complet

12 Liste des figures LISTE DES FIGURES Chapitre I : Du Transistor Bipolaire Si au Transistor Bipolaire à Hétérojonction Si/SiGe Figure I.1 : Représentation simplifiée 1 D du transistor bipolaire npn Figure I.2 : Diagramme de bandes d un transistor bipolaire à l équilibre (diagramme de gauche) et en régime direct (diagramme de droite). Figure I.3 : Courants dans un transistor bipolaire en régime direct Figure I.4 : Caractéristique de sortie d un transistor bipolaire montrant l effet de la modulation de la largeur de base. Figure I.5 : Représentation schématique d un transistor bipolaire avec les différentes résistances associées Figure I.6 : Variation de la fréquence de transition en fonction du courant collecteur Figure I-7 : Diagrammes de bandes d un transistor BJT Si (en pointillés) et d un TBH SiGe (10% de Ge dans la base) (traits pleins) Figure I.8 : Profils de germanium dans la base Figure I.9 : Vue en coupe d un TBH SiGe en technologie BICMOS6G de STMicroelectronics Chapitre II : Bruit basse fréquence Figure II.1 : Spectre de bruit télégraphique à deux niveaux Figure II.2 : Représentation de la chaîne de mesure de bruit RTS Figure II.3 : Courbes de Gummel d un transistor SiGe 0.4 µm 25.6µm Figure II.4 : Composante de bruit télégraphique observée à la jonction EB, V BE =0.56 V, T=300 K Figure II.5 : Densité spectrale de puissance du courant à la jonction EB, V BE =0.56 V, T=300 K Figure II.6 : (a) représentation chaîne, (b) représentation parallèle Figure II.7 : Banc de mesure du bruit BF Figure II.8 : Densités spectrales de bruit en courant de différentes résistances mesurées à l entrée du transimpédance

13 Liste des figures Figure II.9 : Sources de bruit de l amplificateur transimpédance Figure II.10 : Schéma équivalent petits signaux du banc de mesure de bruit BF pour la détermination du courant de bruit côté base i B Figure II.11 : Schéma équivalent petits signaux du banc de mesure de bruit BF pour la détermination du courant de bruit côté collecteur i C Figure II.12 : Mesure de référence au collecteur du transistor étudié Figure II.13 : Mesures de densités spectrales de bruit en courant au collecteur sur des TBH SiGe au même point de polarisation Figure II.14 : Circuit amplificateur tampon en configuration base commune Figure II.15 : Représentation des sources de bruit en courant de l étage tampon Figure II.16 : Densités spectrales de bruit en courant d une diode mesurées avec l étage tampon + le transimpédance Figure II.17 : Banc de mesure d impédance d entrée Z E des transistors bipolaires Figure II.18 : Densités spectrales de bruit en courant de plusieurs résistances placées à l entrée de l étage tampon + le transimpédance Figure II.19 : Densités spectrales de bruit en courant mesurées avec un circuit ouvert à l entrée du Transimpédance et de l Etage tampon+transimpédance Figure II.20 : Mesures de densités spectrales de bruit en courant au collecteur réalisées dans trois configurations différentes : mesure directe, mesure avec transimpédance côté base seul, mesure avec étage tampon+transimpédance côté base sur un transistor bipolaire de test au point de polarisation : I B =40 µa et V CE =2V Figure II.21 : Densité spectrale de bruit en tension de l étage tampon dans nos conditions de polarisation (I C0 =1 ma) avec et sans transimpédance côté base Figure II.22 : Mesures de densités spectrales de bruit en courant S IC sur un transistor bipolaire SiGe pour une même polarisation Figure II.23 : Positionnement du transformateur dans la chaîne de mesure Figure II.24 : Problème de la boucle de masse (entoure la partie hachurée) Figure II.25 : Disposition en étoile des éléments du banc Figure II.26 : Mesures de densités spectrales de bruit en courant S IC sur un transistor bipolaire SiGe pour une même polarisation Figure II.27 : Représentation du bruit en courant i B du transistor vu par l étage tampon Figure II.28 : Banc de mesure final pour la mesure du bruit BF Figure II.29 : Support de test utilisé et son boîtier Figure II.30 : Mesure des densités spectrales de bruit sur la base S IB, sur le collecteur S IC sur un TBH SiGe (2 0.4µm 60µm) polarisé à I B = 40 µa et V CE =1 V Figure II.31 : Mesures du spectre croisé S IBIC* et du coefficient de corrélation C cor entre les deux sources (S IB, S IC ) sur un TBH SiGe (2 0.4µm 60µm) polarisé à I B = 40 µa et V CE =1 V

14 Liste des figures Figure II.32 : Modèle de bruit BF de type SPICE Figure II.33 : Modèle de bruit BF utilisé Figure II.34 : Comparaison des différentes densités spectrales de bruit BF (S V, S I, S VI*, R COR ) mesurées et simulées pour le transistor 2T polarisé à I B =40 µa et V CE =1 V Chapitre III : Modélisation électrique du Transistor Bipolaire à Hétérojonction Figure III.1 : Modèle d Ebers-Moll du transistor bipolaire Figure III.2 : Modèle statique de Gummel-Poon Figure III.3 : Modèle statique de Gummel-Poon modifié Figure III.4 : Modèle fort signal du transistor bipolaire Figure III.5 : Modèle Gummel-Poon type SPICE amélioré pour les simulations hyperfréquence Figure III.6 : Modèle extrinsèque du TBH Figure III.7: Schéma simplifié d'un pont thermique sur un TBH à trois doigts d émetteur Figure III.8 : Modèle intrinsèque petit signal quasi-statique en T d un TBH Figure III.9 : Modèle basé sur la partition de la charge stockée dans la base Figure III.10 : Modèle intrinsèque petit signal non quasi statique en Π du TBH Figure III.11 : Modèle non linéaire non quasi statique du TBH Figure III.12 : Banc de caractérisation statique des transistors Figure III.13 : Caractéristiques I-V du TBH 3T : (3 0.4µm 60µm) à T=300 K Figure III.14 : Courbes de Gummel du TBH 0.4µm 25.6µm à T=300 K Figure III.15 : Mesure du gain statique β en mode direct pour le TBH 3T à T=300 K Figure III.16 : Différences entre les plans de mesure et du dispositif suite à un calibrage de structure coaxiale type SOLT Figure III.17 : Standards de calibrage TRL utilisés Figure III.18 : Représentation des différents motifs permettant la mesure des paramètres [S] du transistor seul Figure III.19 : Mesure des paramètres [S] et des gains du transistor 3T : 3 0.4µm 60µm, I B =150 µa V CE =1.5 V Figure III.20 : Evolution de f T et de f MAX avec le courant au collecteur I C pour le transistor 3T à V CE =1.5 V Figure III.21 : Banc de mesure de puissance de transistor Figure III.22 : Mesure de puissance de sortie en fonction de la puissance d entrée du TBH 2T (2*0.4µm*60µm) à T=300 K

15 Liste des figures Figure III.23 : Exemple de SDD utilisé par ADS Figure III.24 : Courbes de Gummel des deux modèles de Gummel-Poon modifiés pour le TBH 3T à T=300 K Figure III.25 : Gain en courant dynamique H 21 2 et Gain de Mason G MASON simulés avec les trois modèles considérés pour le TBH 3T à I B =70 µa et V CE =1.5 V Figure III.26 : Comparaison mesures-simulations de la puissance de sortie en fonction de la puissance d entrée injectée pour un TBH 3T à V CE = 1.5 V et à une fréquence de 5 GHz Figure III.27 : Simulations du Gain en Puissance des trois modèles pour un TBH 3T à I B =70 µa, V CE =1.5 V et à une fréquence de 5 GHz Chapitre IV : Etude d un Oscillateur Contrôlé en Tension (OCT) MMIC à base de TBH Si/SiGe Figure IV.1 : Schéma de principe d un oscillateur à contre-réaction parallèle Figure IV.2 : Schéma de principe de l oscillateur en réflexion Figure IV.3 : Spectre idéal et réel d un oscillateur Figure IV.4 : Phénomène de transposition du bruit basse fréquence autour de la fréquence d oscillation Figure IV.5 : Représentation du spectre de l oscillateur Figure IV.6 : Description qualitative des processus de conversion dans un oscillateur Figure IV.7 : Spectre de bruit de phase typique pour un oscillateur micro-onde Figure IV.8 : Modulation de la porteuse par le bruit Figure IV.9 : Diagramme bloc d un oscillateur harmonique avec un bruit additif V n Figure IV.10 : Réponse impulsionnelle de la phase d un oscillateur Figure IV.11 : Modèle de conversion de bruit en bruit de phase en tenant compte uniquement du bruit dans la bande latérale supérieure Figure IV.12 : Exemple de forme d onde du courant collecteur et de sa source de bruit cyclostationnaire associée Figure IV.13 : Schéma électrique de l OCT Figure IV.14 : Représentation équivalente de l OCT différentielle Figure IV.15 : Evolution de la phase du gain de boucle (GB) fort signal en fonction de niveaux de tension injectés dans la boucle Figure IV.16 : Evolution du module du gain de boucle (GB) fort signal en fonction de niveaux de tension injectés dans la boucle

16 Liste des figures Figure IV.17 : Source de courant I POLAR Figure IV.18 : Bruit de phase à 100 khz de la porteuse dû à la conversion des sources de bruit de la paire différentielle en fonction du rapport de capacité, à courant de polarisation constant Figure IV.19 : Bruit de phase à 100 khz de la porteuse dû à la conversion des sources de bruit de la paire différentielle en fonction du courant de polarisation et à rapport de capacités constant Figure IV.20 : Différents chemins du courant aux harmoniques paires ou impaires Figure IV.21 : Représentation spectrale du courant d émetteur d un transistor de la paire différentielle Figure IV.22 : Représentation spectrale du courant collecteur du transistor du miroir de courant T3 Figure IV.23 :Technique de filtrage du bruit de la source de courant Figure IV.24 : Filtrage du bruit de la source de courant utilisant une self en parallèle avec une capacité Figure IV.25 : Evolution du bruit de phase à 100 khz de la porteuse en fonction de la self Figure IV.26 : Evolution de la réjection d harmonique 2 en fonction de la self Figure IV.27 : Evolution de la fréquence d oscillation avec le courant de polarisation de la paire différentielle Figure IV.28 : Contribution d une source de bruit placée sur la source de courant au bruit de phase de l oscillateur en fonction du courant de polarisation Figure IV.29 : Etage tampon de sortie de l oscillateur Figure IV.30 : Variation du facteur de pulling avec le courant de polarisation de l étage tampon Figure IV.31 : Evolution de la puissance de sortie de l étage tampon avec son courant de polarisation Figure IV.32 : Variation de la puissance de sortie avec la tension de commande de l oscillateur Figure IV.33 : Evolution de la fréquence centrale f 0 de l OCT en fonction de la capacité de liaison C L1 Figure IV.34 : Filtre de sortie de l étage tampon Figure IV.35 : Réjection d harmonique 2 en fonction de la tension de commande de l OCT avec ou sans filtre Figure IV.36 : Etage tampon constitué d un montage amplificateur en configuration émetteur commun Figure IV.37 : Variation du facteur de pulling avec le courant de polarisation de l étage tampon Figure IV.38 : Variation de la puissance de sortie avec la tension de commande de l oscillateur Figure IV.39 : Evolution de la fréquence centrale f 0 de l OCT en fonction de la capacité de liaison C L1 Figure IV.40 : Spectres du bruit de phase et de la puissance du signal de sortie de l OCT suivant la tension de commande V COM et les étages tampons : émetteur commun et émetteur suiveur Figure IV.41 : Layout de l OCT

17 Introduction Générale

18 Introduction générale Fort de l'expérience acquise dans l'évaluation du potentiel de dispositifs avancés compatibles avec les technologies CMOS et BiCMOS aux niveaux de la technologie et de la physique des composants, le Laboratoire Physique de la Matière (LPM) a décidé d'étendre ses relations avec l'industrie à la caractérisation et à la modélisation de transistors micro-ondes pour les applications radiocommunications. L'équipe radio-fréquence (RF), créée depuis 2000, s'appuie donc sur des savoirfaire en Micro-Nanoélectronique silicium et les développe dans certaines directions. Par exemple, l'étude en bruit basse fréquence, qui est nécessaire vis-à-vis de la fiabilité des dispositifs, est à prendre en compte dès le début, pour insérer ce "deuxième ordre" dans les modèles composants, radiofréquences ou micro-ondes. En effet, les industriels, depuis quelques années, sont "demandeurs" de modèles compacts qui introduisent "plus de physique". L'ajustement "au tournevis" est devenu fastidieux, voire même rédhibitoire. Nous avons donc décidé d'orienter nos travaux de recherche au niveau de l'interface composant/circuit pour développer une méthodologie qui doit favoriser l'obtention de modèles compacts fiables utilisables en CAO, via l'expérimentation et les modélisations microscopiques, physiques et "device", que nous avons développées nous-mêmes, en complément de ceux disponibles dans les simulateurs commerciaux. Comme précédemment indiqué, les travaux de recherches entrepris depuis 3 ans par l'équipe RF du LPM, relèvent du domaine des radiocommunications et plus précisément des applications aux communications sans fil dont les fréquences s'étalent de 900 MHz à 6 GHz. Compte tenu de la part prépondérante des composants électroniques dans le prix des terminaux (GSM, DCS 1800, UMTS, WLAN, etc.), le marché des communications sans fil constitue pour les fabricants de composants un enjeu commercial majeur. La tendance actuelle consiste notamment à augmenter le niveau d'intégration et à diminuer la puissance consommée pour obtenir un terminal "bon marché" avec pour objectif l'augmentation de l'autonomie associée à des impératifs de mobilité. Un terminal est constitué principalement d'une partie numérique de contrôle et de traitement du signal et d'une interface radiofréquence. La partie digitale suit les progrès technologiques de l'intégration des circuits. La technologie CMOS ou BiCMOS répond généralement parfaitement aux spécifications techniques. En ce qui concerne les parties RF (parties dédiées à l'émission et à la réception des signaux), il n'y a pas de technologie dominante car les contraintes varient énormément suivant les systèmes et les circuits. Ceci dit, généralement les technologies intégrées hyperfréquences Silicium bipolaire s'appliquent préférentiellement aux mélangeurs, aux oscillateurs et à la partie fréquence intermédiaire (FI). Plus précisément, l'apparition du Transistor Bipolaire à Hétérojonction (TBH) sur silicium, à base SiGe, compatible avec une technologie BiCMOS, laisse entrevoir des potentialités prometteuses qui mèneront à une intégration plus poussée. Compte tenu des performances en bruit basse fréquence, les transistors bipolaires sont les meilleurs candidats pour la réalisation de fonctions à faible bruit de - 1 -

19 Introduction générale phase tels que les oscillateurs. N'oublions pas en effet que la qualité spectrale des sources micro-ondes est le paramètre limitatif de la qualité des liaisons, puisque son bruit se superpose au signal utile (par un processus de modulation de phase ou de fréquence). Les performances d'un circuit hyperfréquence dépendent donc en grande partie des éléments actifs le constituant. De ce fait, le développement de tout système de radiocommunications exige de prendre un maximum de précautions dès la phase de conception et nécessite des modèles particulièrement fiables. Ce sont les raisons pour lesquelles notre ambition est d'acquérir un savoir-faire qui doit s'étendre idéalement de la caractérisation/modélisation de TBH SiGe à la conception/optimisation d'oscillateurs micro-ondes. Le fil conducteur reste évidemment la problématique du bruit dans le composant actif. Notre manuscrit est composé de 4 parties portant successivement : sur le fonctionnement du transistor bipolaire ainsi que sur les aspect physiques et technologiques du TBH SiGe, sur la caractérisation et la modélisation du bruit basse fréquence dans ces composants, sur la modélisation fort-signal des TBH pour la CAO, et enfin sur la conception et l'optimisation d'un oscillateur contrôlé en tension (OCT) entièrement intégré et fonctionnant à 5 GHz. Ainsi, dans le premier chapitre, nous commençons par décrire le principe de fonctionnement du transistor bipolaire tout silicium et les limites de la technologie à homojonction pour la réalisation de composants micro-ondes. Nous sommes alors amenés à discuter de l'impact de la présence de germanium dans la base sur les performances électriques du transistor bipolaire à hétérojonction ainsi formé. La description de la filière BiCMOS 6G 0.35µm de STMicroelectronics dont sont issus les TBH SiGe étudiés est finalement abordée. Le deuxième chapitre concerne l'analyse du bruit basse fréquence dans les TBH. Son importance est double puisqu'elle doit permettre, d'une part, de proposer des solutions technologiques afin de minimiser les diverses sources de bruit et, d'autre part, de concevoir un modèle performant en bruit BF du composant. Le banc de caractérisation nécessaire à cette analyse est largement détaillé visà-vis de son fonctionnement et de sa mise en œuvre. Il est basé sur l'utilisation de transimpédances. Enfin, cette partie se termine par la présentation du modèle de bruit BF du TBH implanté sous le logiciel ADS-Agilent. Il est issu des travaux effectués par le LAAS 1 dans le cadre du projet RNRT 2 ARGOS Le troisième chapitre traite de la modélisation électrique, hyperfréquence des TBH SiGe étudiés. Nous décrivons et comparons trois modèles qui font généralement référence : deux modèles de Gummel-Poon modifiés et utilisés par le fondeur et le modèle non linéaire non quasi-statique 1 Laboratoire d'analyse et d'architecture des Systèmes 2 Réseau National de Recherche en Télécommunications - 2 -

20 Introduction générale développé par le laboratoire IRCOM 3. Les caractérisations statiques et dynamiques effectuées sur les TBH à notre disposition sont également présentées et commentées. Le dernier chapitre concerne l'étude et l'optimisation d'un oscillateur contrôlé en tension, entièrement intégré, et fonctionnant à la fréquence de 5 GHz. Il aborde tout d'abord le bruit de phase dans les oscillateurs, les modèles existants et les techniques d'analyse utilisées en CAO radio-fréquence. L'OCT étudié est alors largement présenté. Initialement conçu dans le cadre du projet ARGOS par France Télécom R&D à partir des modèles de librairie du fondeur, il a fait ici l'objet d'une optimisation essentiellement en terme de bruit de phase, de puissance, de consommation et d'encombrement au niveau du layout, en intégrant le modèle électrique complet du TBH SiGe. Les résultats présentés et les améliorations proposées sont issues de simulations prédictives réalisées avec le logiciel de conception hyperfréquence ADS-Agilent. 3 Institut de Recherche en COMmunications - 3 -

21 Chapitre I Du Transistor Bipolaire Si au Transistor Bipolaire à Hétérojonction Si/SiGe - 4 -

22 Chapitre I : Du transistor bipolaire Si au transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe 1 Introduction Ce chapitre a pour objet la présentation d'une des deux grandes familles de transistors : le transistor bipolaire. Depuis sa première réalisation en 1947 par J. Bardeen et W. H. Brattain et le développement théorique et physique de son fonctionnement par W. B. Shockley, le transistor bipolaire à homojonction (BJT) a énormément évolué et présente aujourd'hui de très bonnes performances : une transconductance élevée, la possibilité d'avoir de fortes densités de courants et un bruit en 1/f minimisé grâce à une structure verticale réduisant les effets d'interface. Cette dernière caractéristique permet aux composants de présenter de très faible niveaux de bruit en excès et par voie de conséquence un faible bruit de phase pour les oscillateurs. Cependant, les limitations fréquentielles du BJT [1] ont entraîné le développement de transistors à hétérojonction (TBH) autorisé par de nombreux progrès technologiques. Suggérée par Kroemer [2], l'introduction des hétérojonctions a permis une avancée considérable en terme de fréquence de transition (f T ) et de fréquence maximale d'oscillation (f MAX ), mais également en terme de gain et de facteur de bruit. Les TBH utilisés pour les applications hyperfréquences sont réalisés soit sur substrat d'arséniure de Gallium, soit sur substrat de Phosphure d'indium et plus récemment sur substrat Silicium. Cette dernière technologie pour laquelle l'hétérojonction émetteur-base du composant est de type Si/SiGe permet aujourd'hui de réaliser des transistors bipolaires ayant des fréquences f T et f MAX largement supérieures à 100 GHz [3]. L'utilisation de ce type de transistor, notamment dans le domaine des radiocommunications (900 MHz 6 GHz), est en conséquence de plus en plus privilégiée, d'autant plus que leurs performances en bruit basse fréquence et haute fréquence sont sensiblement meilleures que celles de TBH III-V (ou IV-IV) et que le coût de la technologie SiGe est la moins onéreuse du marché. Dans ce travail, nous nous intéressons uniquement au transistor bipolaire sur substrat Silicium. Nous examinons tout d'abord son fonctionnement d'un point de vue théorique et physique. Nous abordons ensuite ses performances et ses limites justifiant ainsi l'utilisation de l'hétérojonction Si/SiGe. Nous présentons l impact de la couche SiGe sur les principaux facteurs de mérite du dispositif. Enfin, nous terminons ce chapitre par une brève présentation des procédés de fabrication de ces transistors, en particulier ceux qui vont nous intéresser tout au long de ce travail, c est-à-dire les TBH de la filière BICMOS6G 0.35µm de chez STMicroelectronics

23 Chapitre I : Du transistor bipolaire Si au transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe 2 Théorie du transistor bipolaire 2.1 Principe de fonctionnement [4, 5] Le transistor bipolaire est un composant électronique vertical constitué de deux jonctions p-n montées tête-bêche présentant une région commune. Il existe trois régions : un émetteur (E), une base (B), un collecteur (C). Elles sont dopées respectivement n-p-n ou p-n-p. Dans le cadre de nos travaux, nous nous sommes intéressés au transistor n-p-n, plus adapté aux applications micro-ondes en raison d une mobilité des porteurs minoritaires dans la base plus élevée. ZCE EB ZCE BC Emetteur Base Collecteur I E I C Type n + Type p Type n V EB V CB Figure I.1 : Représentation simplifiée 1 D du transistor bipolaire n-p-n Dans tout ce travail, nous distinguons les tensions internes V B E et V B C, appliquées au niveau des jonctions, des tensions externes V BE et V BC appliquées aux électrodes de contact. Cette distinction apparaîtra dans les expressions mathématiques des courants du transistor. A l équilibre thermodynamique (où aucune tension de polarisation n est appliquée), aucun courant ne circule à travers les deux jonctions. Pour modifier cet état, des tensions V BE et V BC doivent être appliquées au transistor. On distingue 4 régimes de fonctionnement dépendant de la polarisation des jonctions : Le régime direct, appelé également le régime normal de fonctionnement. La jonction émetteur-base (EB) est polarisée en direct (V BE > 0 V) et la jonction base-collecteur (BC) est polarisée en inverse (V BC < 0 V) ; Le régime saturé, pour lequel les deux jonctions sont polarisées en direct ; Le régime bloqué, pour lequel les deux jonctions sont polarisées en inverse ; Le régime inverse, pour lequel les jonctions EB et BC sont polarisées respectivement en inverse et en direct

24 Chapitre I : Du transistor bipolaire Si au transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe Dans le cadre de nos travaux, nous nous sommes intéressés au régime normal de fonctionnement et au régime inverse. En effet, l'étude du fonctionnement du transistor bipolaire dans ces deux régimes est nécessaire à l'élaboration du modèle électrique pour la simulation de circuits. Néanmoins, en raison du caractère similaire du fonctionnement du composant en direct et en inverse, nous avons décrit dans ce chapitre uniquement le régime normal de fonctionnement (utilisé pour mettre en évidence l'effet transistor). Nous avons représenté ci-dessous le diagramme de bande classique d'un composant à l équilibre thermodynamique et en régime de polarisation direct. Les flèches représentent le sens de passage des électrons et des trous lors de la polarisation du transistor. Energie Energie e E C E FB E E FC FE E FE -qv BE E FB qv CB - - E C E FC E G t+ E V Emetteur Base Collecteur Emetteur Base Collecteur E V Profondeur, x Profondeur, x Figure I.2 : Diagramme de bandes d un transistor bipolaire à l équilibre (diagramme de gauche) et en régime direct (diagramme de droite) E FE, E FB, E FC représentent le niveau de Fermi respectivement dans l émetteur, la base et le collecteur. Le principe de l'effet transistor consiste à moduler le courant inverse de la jonction BC polarisée en inverse par une injection de porteurs minoritaires dans la base à partir de la jonction EB polarisée dans le sens direct. En effet, l'application d'une tension V BE positive a pour effet d'abaisser la hauteur de barrière de potentiel pour les électrons à la jonction EB. Le champ électrique régnant dans la zone de charge d'espace (ZCE) diminue, favorisant ainsi la diffusion des électrons de l'émetteur de type n (porteurs majoritaires) dans la base de type p (porteurs minoritaires). Le bon fonctionnement d'un transistor nécessite alors que ces électrons injectés en excès dans la base atteignent la jonction BC. Il est donc impératif pour éviter la recombinaison des porteurs que leur durée de vie (τ n ) dans la - 7 -

25 Chapitre I : Du transistor bipolaire Si au transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe région quasi-neutre de base soit sensiblement plus élevée que le temps de transit (τ b ), ou encore que l'épaisseur de cette région soit très inférieure à la longueur de diffusion (L n ) des électrons. Dans la mesure où la base est suffisamment étroite, une forte proportion d'électrons arrive à la jonction BC polarisée en inverse. L'augmentation du champ électrique à cette jonction va happer les porteurs. Ils rejoignent ainsi le collecteur de type n où ils retrouvent un statut de porteurs majoritaires et font apparaître un courant I C au contact du collecteur. Ceci est l effet transistor : une faible variation de la tension V BE permet de commander un courant important entre l émetteur et le collecteur. Dans les transistors bipolaires, le profil des dopages est souvent le même : l émetteur est plus dopé que la base, qui elle-même est plus dopée que le collecteur. Ce sont ces valeurs de dopage qui influent fortement sur les grandeurs définies précédemment que sont la charge d espace, le champ électrique et la barrière de potentiel. 2.2 Le transistor bipolaire idéal Nous qualifions d idéal un transistor bipolaire ne présentant pas de défaut susceptible de générer des courants «parasites» dans la structure. Il s agit d une idéalité technologique Les courants idéaux Le courant de transfert I CT du transistor est le courant d électrons traversant le transistor. Il s exprime sous la forme : I CT = InE InC (I.1) En régime direct, la composante I ne correspond au courant d électrons en excès injectés par l émetteur et I nc correspond au courant inverse d électrons de la jonction BC. Mais dans ce régime, cette composante est négligeable. En toute rigueur, pour exprimer le courant collecteur I C, il faut considérer le courant de trous à la jonction BC I pc. Ce courant inverse est généralement négligeable. L expression du courant collecteur devient alors : IC I CT (I.2) Le courant de base du transistor idéal s exprime comme la somme des deux courants de diffusion de trous : I pe pour la jonction EB et I pc pour la jonction BC

26 Chapitre I : Du transistor bipolaire Si au transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe Les gains en courant du transistor idéal Le montage du transistor bipolaire le plus souvent utilisé est le montage émetteur commun (émetteur à un potentiel fixe). Par définition, le gain en courant en direct β F est le rapport entre le courant de sortie I C et le courant d entrée I B du transistor idéal : IC β F = (I.3) IB De la même manière, on définit le gain en courant en inverse β R comme le rapport entre le courant de sortie I E et le courant d entrée I B : 2.3 Le transistor bipolaire réel I E R = I B β (I.4) En réalité, plusieurs phénomènes physiques font que le transistor ne constitue pas une source de courant contrôlée idéale. Il peut exister des défauts qui, associés à des phénomènes de génération-recombinaison, font apparaître des composantes de courant supplémentaires. Certains phénomènes physiques liés à la modulation de la largeur de la base neutre (effet Early) modifient également l idéalité du composant. L architecture elle-même du transistor, par l introduction de résistances séries, éloigne les courants du comportement idéal. Dans le cas du transistor bipolaire réel, le gain en courant statique direct est noté β Bilan des courants circulant dans le transistor La figure I.3 ci-dessous montre la distribution des courants. L idéal serait que seuls les électrons injectés de l émetteur dans la base constituent le courant d émetteur et que tous ces électrons soient collectés au niveau du collecteur. Emetteur Base Collecteur I ne B.I ne M.B.I ne I E (M-1).B.I ne I LE I LC I pe I nc I C I NBR I pc I B Figure I.3 : Courants dans un transistor bipolaire en régime direct - 9 -

27 Chapitre I : Du transistor bipolaire Si au transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe Nous allons présenter les différentes composantes des courants du transistor : Le courant d émetteur I E est constitué de : - Un courant d électrons I ne injectés de l émetteur dans la base (composante du transistor idéal : courant de diffusion) ; - Un courant de trous I pe injectés de la base dans l émetteur (composante du transistor idéal : courant de diffusion) ; - Eventuellement, un courant de fuite à la jonction EB, I LE, dont les origines physiques peuvent être variables. Il peut s agir soit de génération-recombinaison dans la ZCE EB, soit d un effet tunnel assisté par défauts entre les bandes de conduction et de valence (nous y reviendrons ultérieurement). Ces courants sont de même signe et sortent de l émetteur : I + E = InE + IpE ILE (I.5) Le courant de collecteur I C est constitué de : - La composante principale du courant collecteur correspondant à la collection des électrons issus de l émetteur après leur transport dans la base (BI ne ) et multiplication éventuelle dans la jonction base-collecteur (M.B.I ne ) ; - Eventuellement, un courant de fuite de la jonction BC, I LC (dû à des défauts dans la ZCE basecollecteur) ; - Les composantes du courant inverse de la jonction BC (I nc, I pc ) qui correspondent au flux des porteurs minoritaires à la jonction BC : elles sont généralement négligeables. B représente le facteur de transport dans la base. Il est défini comme le rapport entre le courant d'électrons sortant de la base et le courant d'électrons entrant dans la base. I nc B = (I.6) InE Le facteur de transport dans la base s écrit en fonction des paramètres physiques et géométriques du transistor : 2 WB B = 1 (I.7) 2 2Ln W B est l épaisseur de la base. Le transport dans la base est optimum (B très proche de 1) pour des bases courtes (W B <<L n )

28 Chapitre I : Du transistor bipolaire Si au transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe M est le facteur de multiplication des porteurs dans la jonction BC. Il est généralement associé à un phénomène d ionisation par impact dans la ZCE. Des tensions d'avalanches élevées permettent d'obtenir un coefficient M proche de 1. IC M = (I.8) InC Finalement, le courant collecteur s écrit : IC = MBInE ILE (InC + IpC ) (I.9) Le courant de base I B est constitué de : - Un courant de trous I pe injectés de la base dans l émetteur ; - Un courant de recombinaison en base neutre I NBR = (1-B) I ne fournissant les trous qui vont se recombiner avec les électrons en excès circulant dans la base : ce courant est quasiment inexistant dans les transistors à base fine silicium (B 1) ; - Un courant de fuite I LE ; - Un courant de trous (1-M)BI ne correspondant à l évacuation des trous lors de la création de paires électron-trou par ionisation par impact dans la ZCE BC ; - Un courant de trous I LC représentant la fuite de la jonction BC du côté de la base ; - Le courant inverse de la jonction BC I pc. I B = IpE + I NBR + ILE + ILC (1 M)BInE + InC + IpC (I.10) On retrouve bien la relation classique existant entre les trois courants du transistor : I E = IB + IC (I.11) L'efficacité d'injection Ce paramètre est fondamental dans l'étude du fonctionnement d'un transistor bipolaire car il rend compte de l'injection des porteurs de l'émetteur dans la base. On définit l efficacité d injection de la jonction EB comme étant le rapport entre le courant d électrons injectés par l émetteur dans la base et le courant total d émetteur : I I ne ne γ = = (I.12) IE InE + IpE + ILE En négligeant les recombinaisons (I LE ) on peut déterminer l'efficacité d'injection maximale comme suit :

29 Chapitre I : Du transistor bipolaire Si au transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe 1 γ max = (I.13) IpE 1 + I ne Pour le transistor bipolaire à homojonction classique (BJT), on obtient le rapport des courants I pe /I ne par l'expression suivante : I I N.W.D pe AB B pe = (I.14) ne N DE.WE.D nb avec : N AB le dopage de base, N DE le dopage d'émetteur, W E et W B les profondeurs d'émetteur et de base et D pe et D ne les coefficients de diffusion des trous dans l'émetteur et des électrons dans la base. Pour avoir une bonne efficacité d injection (γ très proche de 1), il faut donc dans le cas du BJT surdoper l émetteur par rapport à la base et minimiser l épaisseur de cette dernière. Nous verrons qu'une hétérojonction de type Si/SiGe est particulièrement adaptée pour l'obtention d'une forte efficacité d'injection Gain statique en courant du transistor réel a Gain statique en courant du montage base commune Le gain en courant du montage base commune α est défini comme le rapport entre le courant collecteur et le courant d émetteur : I α = I C E I = I C nc I I nc ne I I ne E = M B γ (I.15) b Gain statique en courant du montage émetteur commun β I β = I I C C = = (I.16) B IE IC 1 Le gain β est d autant plus grand que α est proche de 1 et donc que chacun des termes B, M et γ sont proches de 1. β dépend donc bien des paramètres géométriques et physiques du transistor. α α Les effets à faible polarisation a Courant de recombinaison dans les zones de charge d espace On distingue les recombinaisons directes électron-trou et les recombinaisons assistées par centres de recombinaisons. Le premier type correspond à la rencontre entre un électron et un trou qui se recombinent. Le second fait intervenir des défauts qui peuvent être présents dans la ZCE en volume comme en surface. Ces derniers piègent un électron (ou un trou) qui par attraction coulombienne attirent un trou (ou un électron) provoquant la recombinaison des deux particules

30 Chapitre I : Du transistor bipolaire Si au transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe On distingue ainsi deux types de centres. Si le défaut qui a capturé un électron (ou un trou) a une plus grande probabilité de capturer ensuite un trou (ou un électron) que de réémettre cet électron (ou ce trou) vers la bande de conduction (ou vers la bande de valence), il capture le trou (ou l électron) et provoque la recombinaison de la paire électron-trou. On parle de centre de recombinaison ou centre recombinant. En revanche, si le défaut qui a capturé un électron (ou un trou) a une plus grande probabilité de réémettre cet électron (ou ce trou) vers la bande de conduction (ou vers la bande de valence), on parle de piège à électron (ou à trou). Dans le cas du transistor bipolaire, on parle préférentiellement de centres recombinants. Le courant de génération-recombinaison associé (appelé classiquement I GR ) est régi par la théorie de Schockley-Read-Hall [6]. Il varie en exp(v B'E' /nv T ) avec un coefficient d idéalité n égal à b Courant tunnel Quand on polarise une jonction en direct avec de forts niveaux de dopage utilisés dans les dispositifs actuels (environ atomes/cm 3 pour l émetteur), les électrons passent à travers la jonction directement, c est-à-dire sans passer par la hauteur de barrière. Cette traversée s effectue des états occupés de la bande de conduction de la région n (ici l émetteur) vers les états vides de la bande de valence de la région p (ici la base). Ces électrons, arrivant dans une région où ils sont minoritaires, vont se recombiner. En polarisation directe, ce phénomène est souvent assisté par des défauts présents dans la ZCE. En revanche en polarisation inverse, l effet tunnel peut se réaliser bande à bande ; les bandes de conduction et de valence entre les deux régions de la jonction sont alors alignées. Ce courant tunnel est fonction du champ maximum régnant dans la jonction. Il dépend donc de la tension appliquée à cette dernière. Ce n est pas un processus activé thermiquement [7] L effet Early [8] L effet Early en direct désigne un phénomène lié à la modulation de la largeur de la base neutre par variation de la frontière de la ZCE BC lorsque la tension entre l émetteur et le collecteur V CE (et donc V CB ) varie. La base neutre correspond à la base moins les extensions des ZCE dans la base. La largeur de cette dernière diminue lorsque la jonction BC est de plus en plus polarisée en inverse parce que la zone de déplétion s élargit. La ZCE BC va s élargir principalement du côté collecteur, car moins dopée que la base