1.1 Les différents types de régimes

Transcription

1 LYCEE FAIDHERBE LILLE ANNEE SCOLAIRE 00-0 SUP PCSI M. Bange Plan. Rappels d électricité. Généralités sur les Filtres 3. Filtres du Premier Ordre 4. Filtres du Second Ordre 5. Récapitulatif et Généralisation 6. Compléments Rappels d électricité. Les différents types de régimes a) Régime continu : les grandeurs électriques i et u sont constantes. b) Régimes variables dans l ARQS (Approximation des Régimes Quasi-Stationnaires) : les grandeurs électriques i(t) et u(t) dépendent du temps mais l intensité i(t) prend la même valeur en tout point d une branche d un circuit à un même instant t. On peut distinguer dans cette approximation : Les régimes transitoires : régime d un circuit dont l état dépend des conditions initiales de celui-ci. Un régime transitoire a une durée finie, égale à environ 5τ si τ est le temps caractéristique de l équation différentielle associée. Le régime permanent : c est le régime d un circuit lorsque l état de celui-ci ne dépend pas des conditions initiales. Il se répète donc à l identique indéfiniment. C est le cas des régimes périodiques, dont le plus important est le régime sinusoïdal forcé. Régime sinusoïdal forcé : les grandeurs électriques i(t) et u(t) sont des fonctions sinusoïdales du temps. Pour simplifier les calculs, on utilise la représentation complexe des variables sinusoïdales : u = u m exp[j(ωt + φ u )] = u m exp(jωt) et i = i m exp[j(ωt + φ i )] = i m exp(jωt) Les amplitudes complexes u m et i m contiennent toute l information sur le signal (amplitude et phase). En représentation complexe, dériver revient à multiplier par jω et intégrer revient à diviser par jω. Pour tout dipôle linéaire, on définit l impédance complexe Z et l admittance complexe Y par (en convention récepteur) : Z = u i et Y = Z = i u c) Régime ondulatoire : l intensité i(t) ne prend pas la même valeur en tout point d une branche d un circuit à un même instant t (exemple : ligne à haute tension). Elle se propage à une vitesse proche de celle de la lumière c. Le phénomène doit être pris en compte si la longueur caractéristique du circuit L est de l ordre de L ct où T est la période des signaux utilisés (par exemple L = 300 km à khz, L = 50 cm à 600 MHz).

2 SUP PCSI Dipôles usuels Résistor caractéristique : u = Ri (récepteur) impédance : Z R = R Condensateur caractéristique : i = C du dt Bobine caractéristique : u = L di dt Générateurs (récepteur) impédance : Z C = jcω (récepteur) impédance : Z L = jlω Il existe deux représentations possibles pour les générateurs : Thévenin (en source de tension) ou Norton (en source de courant). Le passage de l une à l autre permet souvent de simplifier les circuits étudiés. Figure : Repésentation de Thévenin Représentation de Norton.3 Théorèmes généraux Loi d Ohm : en convention récepteur aux bornes d un dipôle : u = Ri ou u = Zi Diviseur de tension (résistances R k ou impédances Z k en série) : u k = R k Rk u 0 ou u k = Z k Zk u 0 Diviseur de courant (conductances G k ou admittances Y k en dérivation) : i k = G k Gk u 0 ou i k = Y k Y k i 0 Figure : diviseur de tension (à gauche) ; diviseur de courant (à droite) Lois de Kirchhoff Loi des nœuds : ɛ k i k = 0 k où ɛ k = + si le courant i k arrive au nœud considéré

3 SUP PCSI 00-0 Loi des mailles : ɛ k u k = 0 Théorème de Millman k où ɛ k = + si la tension u k est dans le sens positif pour la maille considérée Potentiel du nœud k : V k = Y ek Y k En présence de sources de courant : V k = Y k e k + i 0k Y k Figure 3: Théorème de Millman (à droite : en présence de sources de courant).4 Puissance Puissance instantanée reçue (algébriquement) par un dipôle : p(t) = u(t)i(t) En régime périodique quelconque (de période T ), la puissance instantanée varie en général trop rapidement. La puissance moyenne P reçue par un dipôle est un concept plus pertinent. Par définition : P =< p(t) >= T T 0 p(t)dt Puissance moyenne reçue par un dipôle d impédance Z en régime sinusoïdal forcé : P = UI cos φ = Re(Z) I = Re(Y ) U où U = u eff et I = i eff. Puissance complexe en régime sinusoïdal forcé : P = u.i = u m.i m On a alors P = Re(P ) (puissance active = puissance moyenne) et Q = Im(Q) (puissance réactive). Pour un résistor en régime sinusoïdal forcé : P = RI, pour un condensateur ou une bobine : P = 0. Généralités sur les Filtres. Fonction de transfert On appelle quadripôle tout circuit électrique possédant deux bornes d entrée et deux bornes de sortie. Un quadripôle est linéaire lorsque tous les dipôles qui le constituent sont linéaires. Il est actif s il comporte au moins un dipôle actif, passif sinon. On note e(t) le signal d entrée du quadripôle et s(t) le signal de sortie (ou réponse). Ces grandeurs peuvent être une tension ou une intensité d entrée (u e (t), i e (t)), ou de sortie (u s (t), i s (t)). 3

4 SUP PCSI 00-0 Figure 4: Signaux d entrée et de sortie d un quadripôle Le signal d entrée e(t) et la réponse s(t) sont reliés par une équation différentielle linéaire du type: a n d n s(t) dt + a n d n s(t) dt n a ds(t) dt d m e(t) + a 0 s(t) = b m dt m b de(t) + b 0 e(t) () dt Si on se place en régime sinusoïdal forcé, on peut utiliser la représentation complexe: { e = em e j(ωt+φe) = e m e jωt s = s m e j(ωt+φs) = s m e jωt La fonction de transfert du circuit est le nombre complexe H(jω) tel que: H(jω) = s e = s m e m - Module: H(ω) = H(jω) = s m /e m : rapport des amplitudes; - Argument: φ(ω) = arg(h(jω)): déphasage de s(t) par rapport à e(t). L équation () s écrit: a n (jω) n s + a n (jω) n s a jω s + a 0 s = b m (jω) m e + b m (jω) m s b jω e + b 0 e On en déduit la fonction de transfert: H(jω) = b m(jω) m b jω + b 0 a n (jω) n a jω + a 0 On peut aussi utiliser la variable de Laplace p = jω. La fonction de transfert s écrit alors: H(p) = b mp m b p + b 0 a n p n a p + a 0 Principe de superposition: si s (t) et s (t) sont les réponses du quadripôle aux entrées e (t) et e (t), alors pour tous coefficients λ et µ, la réponse à la combinaison linéaire λe (t) + µe (t) est λs (t) + µe (t).. Filtres De manière générale, un filtre est un système (électrique ou mécanique) dont le signal de sortie dépend de la fréquence du signal d entrée. L ordre du filtre est l ordre de l équation différentielle reliant le signal d entrée e(t) et le signal de sortie s(t). Il existe quatre principaux types de filtres agissant sur le module de la fonction de transfert (gain): - passe-bas: la bande passante est du type [0, f] - passe-haut: la bande passante est du type [f, + [ - passe-bande: la bande passante est du type [f, f ] - coupe-bande: la bande passante est du type [0, f ] [f, + [ Les filtres qui n agissent pas sur le gain mais induisent une rotation de phase sont appelés déphaseurs. 4

5 SUP PCSI Diagramme de Bode Pour visualiser les propriétés d un filtre, on trace les variations de la fonction de transfert (gain et phase) en fonction de la pulsation (ou de la fréquence). Les variations pouvant être importantes, on utilise de préférence des échelles logarithmiques qui autorisent une meilleure repésentation des informations. Unités de gain: si P e est la puissance reçue en entrée d un filtre et P s la puissance cédée en sortie, on définit l amplification en puissance par le rapport A p : A p = P s P e On définit le gain G p par le logarithme décimal de A p. Il peut être exprimé en Bels ou en décibels db (0 db = Bel): G p = log A p (en Bels) ou G p = 0 log A p (en décibels db) Pour le gain en tension A u = H(ω), le gain en décibels G db vaut: G db = 0 log A u = 0 log H(ω) Le facteur 0 est choisi pour assurer l identité entre les gains (en db) de la puissance et de la tension (les puissances sont en effet proportionnelles aux carrés des tensions). Echelle logarithmique des pulsations (ou des fréquences): on choisit en abscisse la variable log ω ou la variable réduite log x où x = ω/ω 0, ω 0 étant une pulsation caractéristique du filtre. - décade: intervalle de pulsations [ω, ω ] telles que ω = 0 ω (écart de en unités logarithmiques). - octave: intervalle de pulsations [ω, ω ] telles que ω = ω (écart de 0,3 en unités logaritmiques). Diagramme de Bode du gain: c est le tracé de G db = 0 log H(ω) en fonction de log ω ou de log x (diagramme log-log). Diagramme de Bode de la phase: c est le tracé de φ(ω) en fonction de log ω ou de log x (diagramme semi-log). Diagramme asymptotique: c est le diagramme de Bode réduit à ses asymptotes basses fréquences (BF) et hautes fréquences (HF). Celui-ci suffit en général à caractériser les principales propriétés du filtre..4 Pulsation de coupure La pulsation de coupure ω c est telle que H(ω c ) = H max ou encore G db = G dbmax 3 db La première équation en ω c est en général plus facile à résoudre et doit être privilégiée dans les calculs. 3 Filtres du Premier Ordre On travaille en sortie ouverte: le courant en sortie du filtre est nul. La fonction de transfert est établie en régime sinusoïdal forcé, on utilise donc la représentation complexe. 5

6 SUP PCSI 00-0 Figure 5: RC passe-bas d ordre 3. Circuit RC passe-bas : sortie aux bornes de C La tension de sortie u s est prise aux bornes du condensateur supposé idéal. a) Fonction de transfert On a (formule du diviseur de tension): H(jω) = u s jcω = u e R + jcω H(jω) = + jrcω On peut donc écrire la forme réduite suivante: + jx avec ω 0 = RC (pulsation propre du filtre) et x = ω ω 0 (pulsation réduite, sans dimension). b) Module et argument Module ( + x ) Le gain en décibels est alors G db = 0 log 0 log( + x ) Argument φ = arg(h) = arctan(x) avec + jx = jx + x donc sin φ < 0 φ [ π, 0] D où φ = arctan(x) avec φ [ π, 0] c) Comportements limites A basse fréquence (BF), le condensateur se comporte comme un interrupteur ouvert u s = u e A haute fréquence (HF), le condensateur se comporte comme un fil u s = 0 Conclusion: le filtre se comporte comme un filtre passe-bas d) Etude asymptotique Equations des asymptotes BF si x 0 (ω << ω 0 ), H donc G db 0 db et φ 0 asymptote horizontale HF si x (ω >> ω 0 ), H /jx = j/x donc G db = 0 log(/x) = 0 log x et φ π/ 6

7 SUP PCSI 00-0 Figure 6: Circuits limites du filtre RC passe-bas l asymptote est une droite de pente -0 db/décade Intersection des asymptotes: log x = 0 x = (soit ω = ω 0 ). Pour x = (ω = ω 0 ): /( + j) donc / et G db = 0 log(/ ) = 0 log = 3 db et φ = arg(/( + j)) = arg(( j)/) = π/4 e) Diagramme de Bode Réponse en gain On déduit de l étude précédente le diagramme de Bode asymptotique du filtre: on trace les asymptotes BF et HF en fonction de log x. Celles-ci se croisent pour x =. La courbe du gain réel est en-dessous des asymptotes (G db < 0). L écart maximal est obtenu pour x = et vaut -3 db. Cet écart étant faible, on peut se contenter de la représentation asymptotique du gain. Figure 7: Diagrammes de Bode (gain et phase) du RC passe-bas Réponse en phase pour log x = (ω = ω 0 /0), on calcule φ = 6. pour log x = + (ω = 0ω 0 ), on calcule φ = 84. la rotation de phase (de π ) se fait essentiellement entre log x = et log x = + donc sur deux décades. De plus, le point (0, π 4 ) est un point de symétrie de la courbe de phase. f) Pulsation de coupure, bande passante à 3 db La pulsation de coupure ω c est telle que G db = G dbmax 3 db ou encore H(ω c ) = H max 7

8 SUP PCSI 00-0 Or H max = (obtenu pour ω 0). Il faut donc résoudre ( + x ) = + x = x = soit ω c = ω 0 = RC g) Caractère intégrateur du RC passe-bas A haute fréquence, la fonction de transfert peut s écrire: + jx jω/ω 0 = ω 0 jω En revenant à l équation différentielle entre u e (t) et u s (t), on a alors: u u s = H u e = ω e 0 jω = ω 0 u e dt u s (t) = ω 0 u e (t)dt = RC u e (t)dt Le filtre réalise l intégration de la tension d entrée (au facteur /RC près). Conclusion: un filtre RC passe-bas est intégrateur à hautes fréquences. Remarque: filtre intégrateur idéal. Il faut une fonction de transfert du type (pour toutes fréquences): H 0 jω/ω 0 avec H 0 réel Le gain en décibels s écrit alors: G db = 0 log H 0 0 log ω/ω 0. C est une droite de pente -0 db/décade. 3. Circuit RC passe-haut : sortie aux bornes de R La tension de sortie u s est prise aux bornes du résistor. Le condensateur est supposé idéal. a) Fonction de transfert On a (diviseur de tension): Figure 8: RC passe-haut d ordre u s u e = On peut donc écrire la forme réduite suivante: R R + /(jcω) = jrcω + jrcω b) Module et argument Module jx + jx avec ω 0 = RC et x = ω ω 0 x ( + x ) 8

9 SUP PCSI 00-0 Le gain en décibels est alors G db = 0 log 0 log x 0 log( + x ) Argument D où φ = arg(h) = arg(jx) arg( + jx) = π arctan x avec jx + jx = x + jx + x donc sin φ > 0 φ [0, π] φ = π arctan(x) avec φ [0, π] Remarque: l argument peut s obtenir en translatant de +π/ celui du filtre RC passe-bas. c) Comportements limites A basse fréquence (BF), le condensateur se comporte comme un interrupteur ouvert u s = 0 A haute fréquence (HF), le condensateur se comporte comme un fil u s = u e Figure 9: Circuits limites du filtre RC passe-haut Conclusion: le filtre se comporte comme un filtre passe-haut d) Etude asymptotique Equations des asymptotes BF si x 0 (ω << ω 0 ), H jx donc G db = 0 log(x) et φ +π/ l asymptote est une droite de pente +0 db/décade HF si x (ω >> ω 0 ), H donc G db 0 db et φ 0 asymptote horizontale Intersection des asymptotes: log x = 0 x = (soit ω = ω 0 ). Pour x = (ω = ω 0 ): j/( + j) donc / et G db = 0 log(/ ) = 0 log = 3 db et φ = arg(j/( + j)) = π/ arg( + j) = +π/4 e) Diagramme de Bode Réponse en gain La courbe du gain réel est en-dessous des asymptotes (G db < 0). L écart maximal vaut -3 db (pour x = ). Les asymptotes donnent donc une bonne représentation du gain. Réponse en phase Comme pour le passe-bas, la rotation de phase (de π ) se fait essentiellement entre log x = et log x = + donc sur deux décades. Le point (0, + π 4 ) est un point de symétrie de la courbe de phase. 9

10 SUP PCSI 00-0 Figure 0: Diagrammes de Bode (gain et phase) du RC passe-haut f ) Pulsation de coupure, bande passante La pulsation de coupure ωc est telle que GdB = GdBmax 3 db Hmax H(ωc ) = = ωc = ω0 = RC ou encore g) Caracte re de rivateur du RC passe-haut A basses fre quences, la fonction de transfert peut s e crire: H= D ou us = H ue = j jx ω jx = j + jx ω0 ω due ue = ω0 ω0 dt us (t) = due (t) due (t) = RC ω0 dt dt Le filtre re alise la de rivation de la tension d entre e (au facteur RC pre s). Conclusion: un filtre RC passe-haut est de rivateur a basses fre quences. Remarque: filtre de rivateur ide al. Il faut une fonction de transfert du type (pour toutes fre quences): H0 jω ω0 avec H0 re el Le gain en de cibels s e crit alors: GdB = 0 log ω/ω0 + 0 log H0. C est une droite de pente +0 db/de cade. 0

11 SUP PCSI Filtres du Second Ordre On travaille en sortie ouverte: le courant en sortie du filtre est nul. 4. Circuit RLC passe-bas : sortie aux bornes de C La tension de sortie u s est prise aux bornes du condensateur supposé idéal. La bobine est également supposée idéale (sans résistance). Figure : RLC passe-bas d ordre a) Fonction de transfert On a (diviseur de tension): Soit: u s /(jcω) = u e R + jlω + /(jcω) Forme canonique + jrcω LCω ) on identifie le terme en ω à (j ω ω 0 ). Ceci permet de déterminer ω 0. ) on identifie le terme en ω à Q j ω ω 0. Ceci permet de déterminer le facteur de qualité Q. Soit LCω = ( j ω ω 0 ) ω 0 = LC et jrcω = Q j ω Q = = Lω 0 ω 0 RCω 0 R = L R C Finalement: Forme réduite: en posant x = ω ω 0, on obtient: + Q j ω ω 0 ( ω ω 0 ) + Qjx x b) Module et argument Module ( x ) + x /Q

12 SUP PCSI 00-0 Le gain en décibels est alors G db = 0 log 0 log(( x ) + x /Q ) Argument ( ) x φ = arg(h) = arctan Q( x ) avec + Q jx = x Q jx x ( x ) + x /Q donc sin φ < 0 φ [ π, 0] c) Comportements limites A basse fréquence (BF), le condensateur se comporte comme un interrupteur ouvert et la bobine comme un fil (interrupteur fermé) u s = u e A haute fréquence (HF), le condensateur se comporte comme un fil et la bobine comme un interrupteur ouvert u s = 0 Figure : Circuits limites du filtre RLC passe-bas Conclusion: le filtre se comporte comme un filtre passe-bas d) Etude asymptotique Equations des asymptotes BF si x 0 (ω << ω 0 ), H donc G db 0 db et φ 0 asymptote horizontale HF si x (ω >> ω 0 ), H /x donc G db = 0 log(/x ) = 0 log x = 40 log x et φ π l asymptote est une droite de pente -40 db/décade. Intersection des asymptotes: 40 log x = 0 x = (soit ω = ω 0 ). Pour x = (ω = ω 0 ): /( + j/q ) = jq donc G db = 0 log Q et φ = arg(/( + j/q )) = arg( jq) = π/. Courbe réelle La quantité 0 log Q peut prendre des valeurs très différentes suivant les valeurs de Q. L écart entre la courbe réelle et les asymptotes peut donc être très important en ω = ω 0. Par exemple, pour x = : Q = 0, G db = 0 db; Q = 0, 5 G db = 6 db; Q = G db = 0 db; Q = 0 G db = +0 db. le diagramme asymptotique n est pas suffisant pour décrire la réponse en gain au voisinage de ω 0.

13 SUP PCSI 00-0 Etudions le maximum du gain: G db est maximum lorsque la fonction f(x) = ( x ) + x /Q passe par un minimum (car le numérateur de H(x) ne dépend pas de x). On calcule f (x) = ( x )( x) + x/q = x[ ( x ) + /Q ] f (x) = 0 x = 0 ou x = x = Q si Q > = = 0, 707 Conclusion: { si Q : le maximum de G db est en x = 0 (asymptote BF) si Q > : le maximum de G db est en x = x = Q (proche de x=) e) Diagrammes de Bode Les diagrammes de Bode en gain et phase sont donnés Figure 3. Pour un circuit RLC série, la réponse en tension aux bornes du condensateur correspond donc à un filtre passe-bas. Celui-ci peut présenter une surtension importante au voisinage de ω 0 lorsque Q > (= 0,707). Le diagramme de phase correspond à une rotation de phase totale de π. Cette rotation est d autant plus rapide que Q est élevé. Figure 3: Diagrammes de Bode (gain et phase) du RLC passe-bas La surtension, quand elle existe, est obtenue pour x = x. Elle se rapproche de l axe des ordonnées lorsque Q augmente et vaut d environ 0 log Q lorsque Q est élevé (car x quand Q >> ) (voir le détail Figure 4). Conclusion: le filtre passe-bas du second ordre présente une meilleure coupure à hautes fréquences que le passe-bas du premier ordre (pente à -40 db/décade au lieu de -0 db/décade). Par contre, l existence d une surtension à la coupure pour Q / peut être considérée comme un défaut en terme de filtrage. 4. Circuit RLC passe-bande : sortie aux bornes de R La tension de sortie u s est prise aux bornes de la résistance. Condensateur et bobines sont supposés idéaux. a) Fonction de transfert On a (diviseur de tension): u s R = u e R + jlω + /(jcω) 3

14 SUP PCSI 00-0 Figure 4: Filtre passe-bas: évolution du maximum de la réponse en gain (pour Q /) [avec Maple] Figure 5: RLC passe-bande d ordre Soit: Forme canonique Au dénominateur: jrcω + jrcω LCω ) on identifie le terme en ω à (j ω ω 0 ). Ceci permet de déterminer ω 0. ) on identifie le terme en ω à Q j ω ω 0. Ceci permet de déterminer le facteur de qualité Q. Au numérateur: 3) on identifie le terme en ω à H 0 Q j ω ω 0. Ceci permet de déterminer le coefficient réel H 0. ( Soit LCω = j ω ) ω 0 = ω 0 LC et jrcω = Q j ω Q = = Lω 0 ω 0 RCω 0 R = L R C enfin jrcω = H 0 Q j ω ω 0 H 0 = RCQω 0 = 4

15 SUP PCSI 00-0 Finalement: Forme réduite: en posant x = ω ω 0, on obtient: Q j ω ω 0 + Q j ω ω 0 ( ω ω 0 ) Q jx + Qjx x Seconde forme réduite (pratique pour les calculs): on divise numérateur et dénominateur par Qjx. D où: + jq(x x ) b) Module et argument Module x/q ( x ) + x /Q = + Q (x x ) Le gain en décibels est alors G db = 0 log 0 log ( ( + Q x ) ) x Argument ( ) φ = arg(h) = arg Q jx arg ( + Q ) jx x = π ( ) arctan x Q( x ) Q jx x avec + Q jx = Q + Q jx( x ) x ( x ) + x /Q donc cos φ > 0 φ [ π, +π ] Remarque: l argument peut s obtenir en translatant de +π/ celui du filtre passe-bas. c) Comportements limites A basse fréquence (BF), le condensateur se comporte comme un interrupteur ouvert et la bobine comme un fil (interrupteur fermé) u s = 0 A haute fréquence (HF), le condensateur se comporte comme un fil et la bobine comme un interrupteur ouvert u s = 0 Figure 6: Circuits limites du filtre RLC passe-bande Conclusion: le filtre se comporte comme un filtre passe-bande. 5

16 SUP PCSI 00-0 d) Etude asymptotique Equations des asymptotes BF si x 0 (ω << ω 0 ), H Q jx donc G db = 0 log x 0 log Q et φ + π l asymptote est une droite de pente +0 db/décade. HF si x (ω >> ω 0 ), H Q j x x = j Qx donc G db = 0 log x 0 log Q et φ π l asymptote est une droite de pente -0 db/décade. Intersection des asymptotes: 0 log x 0 log Q = 0 log x 0 log Q 40 log x = 0 x =. On a alors comme valeur de l intersection: y = 0 log Q. Pour x = (ω = ω 0 ): donc G db = 0 db et φ = 0. Conclusion: - le maximum du gain est obtenu en x = et vaut 0 db, quelle que soit la valeur du facteur de qualité Q; - pour Q >, l intersection des asymptotes est négative (y < 0): la courbe est au-dessus des asymptotes, la résonance est pointue ; - pour Q <, l intersection des asymptotes est positive (y > 0): la courbe est au-dessous des asymptotes, la résonance est aplatie ; - le cas Q = est le cas limite: l intersection des asymptotes et le gain valent tous les deux 0 en x =. e) Diagrammes de Bode On en déduit les diagrammes de Bode de gain et de phase du RLC passe-bande. Figure 7: Diagrammes de Bode (gain et phase) du RLC passe-bande f) Bande passante à 3 db Pour évaluer la sélectivité du filtre passe-bande, on calcule sa bande passante, soit l intervalle [ω, ω ] tel que H(ω i ) = H(x i ) = H max = = + Q (x x ) ( soit Q x x) ( = Q x ) = ± Qx ± x Q = 0 x D où deux équations avec deux racines chacune: { Qx + x Q = 0 () Qx x Q = 0 () 6

17 SUP PCSI 00-0 Racines de l e quation (): x= ± p + 4Q = ± Q Q r + 4Q Racines de l e quation (): p + 4Q =+ ± Q Q r + 4Q Or x > 0, les seules racines convenables sont donc: x = + Q r + 4Q x= ± et x = + + Q r + 4Q avec ω = x ω0 et ω = x ω0. La bande passante ω ω (ω > ω ) est donc finalement: ω ω = ω = ω0 (x x ) = ω0 + Q Q = ω0 Q D ou : ω = ω0 Q la bande passante est d autant plus e troite que le facteur de qualite Q est e leve (d ou son nom). Figure 8: Filtre passe-bande: allure au voisinage de la re sonance [avec Maple] 4.3 Circuit RLC passe-haut : sortie aux bornes de L La tension de sortie us est prise aux bornes de la bobine suppose e ide ale. Le condensateur est e galement suppose ide al. a) Fonction de transfert 7

18 SUP PCSI 00-0 Figure 9: RLC passe-haut d ordre On a (formule du diviseur de tension): Soit: u s jlω = u e R + jlω + /(jcω) Forme canonique Au dénominateur: LCω + jrcω LCω ) on identifie le terme en ω à (j ω ω 0 ). Ceci permet de déterminer ω 0. ) on identifie le terme en ω à Q j ω ω 0. Ceci permet de déterminer le facteur de qualité Q. Au numérateur: 3) on identifie le terme en ω à H 0 (j ω ω 0 ). Ceci permet de déterminer le coefficient réel H 0. Soit LCω = ( j ω ω 0 ) ω 0 = LC et jrcω = Q j ω Q = = Lω 0 ω 0 RCω 0 R = L R C enfin LCω = H 0 (j ω ω 0 ) H 0 = LCω 0 = Finalement: Forme réduite: en posant x = ω ω 0, on obtient: ( ω ω 0 ) + Q j ω ω 0 ( ω ω 0 ) x + Qjx x b) Module et argument Module x ( x ) + x /Q Le gain en décibels est alors G db = 0 log 40 log(x) 0 log(( x ) + x /Q ) 8

19 SUP PCSI 00-0 Argument φ = arg(h) = arg( x ) arg ( + Q ) ( ) jx x x = π arctan Q( x ) avec x + Q jx x = x ( x ) + Q jx3 ( x ) + x /Q donc sin φ > 0 φ [0, π] Remarque: l argument peut s obtenir en translatant de +π celui du filtre passe-bas. c) Comportements limites Circuits équivalents A basse fréquence (BF), le condensateur se comporte comme un interrupteur ouvert et la bobine comme un fil (interrupteur fermé) u s = 0 A haute fréquence (HF), le condensateur se comporte comme un fil et la bobine comme un interrupteur ouvert u s = u e Figure 0: Circuits limites du filtre RLC passe-haut Conclusion: le filtre se comporte comme un filtre passe-haut. d) Etude asymptotique Equations des asymptotes BF si x 0 (ω << ω 0 ), H x donc G db = 0 log(x ) = +40 log x et φ 0 l asymptote est une droite de pente +40 db/décade. HF si x (ω >> ω 0 ), H donc G db = 0 db et φ 0 asymptote horizontale Intersection des asymptotes: 40 log x = 0 x = (soit ω = ω 0 ). Pour x = (ω = ω 0 ): /( + j/q ) = jq donc G db = 0 log Q et φ = arg( /( + j/q )) = arg(+jq) = +π/. Courbe réelle Comme pour le passe-bas du second ordre, la quantité 0 log Q peut prendre des valeurs très différentes suivant les valeurs de Q: il peut exister une surtension à la coupure pour cetaines valeurs de Q. Etudions le maximum du gain: il faut ici calculer la dérivée de H(x) par rapport à x et résoudre dh/dx = 0. On trouve: x = 0 soit x ou x = x = / Q si Q > = Comme pour le basse-bas, G db passe donc par un pic au voisinage de x = pour Q > = Conclusion: = 0, 707 9

20 SUP PCSI 00-0 { si Q : le maximum de G db est en x + (asymptote HF) si Q > : le maximum de G db est en x = x = / Q (proche de x=) e) Diagrammes de Bode On en déduit les diagrammes de Bode de gain et de phase du RLC passe-haut. Figure : Diagrammes de Bode (gain et phase) du RLC passe-haut Conclusion: le filtre du second ordre présente une meilleure coupure à basses fréquences (pente à +40 db/décade au lieu de +0 db/décade). Par contre, l existence d une surtension à la coupure pour Q / (= 0,707) peut être considérée comme un défaut en terme de filtrage. Figure : Filtre passe-haut: évolution du maximum de la réponse en gain (pour Q /) [avec Maple] 4.4 Circuit RLC coupe-bande : sortie aux bornes de L et C en série La tension de sortie u s est prise aux bornes de L et C en série, supposés idéaux. a) Fonction de transfert On a (formule du diviseur de tension): u s jlω + /(jcω) = u e R + jlω + /(jcω) 0

21 SUP PCSI 00-0 Figure 3: RLC coupe-bande d ordre Soit: Forme canonique Au dénominateur: LCω + jrcω LCω ) on identifie le terme en ω à (j ω ω 0 ). Ceci permet de déterminer ω 0. ) on identifie le terme en ω à Q j ω ω 0. Ceci permet de déterminer le facteur de qualité Q. Au numérateur: 3) on identifie le terme en ω à H 0 ( ( ω ω 0 ) ). Ceci permet de déterminer le coefficient réel H 0. Soit LCω = ( j ω ω 0 ) ω 0 = LC et jrcω = Q j ω Q = = Lω 0 ω 0 RCω 0 R = L R C enfin LCω = H 0 ( ( ω ω 0 ) ) H 0 = Finalement: Forme réduite: en posant x = ω ω 0, on obtient: ( ω ω 0 ) + Q j ω ω 0 ( ω ω 0 ) x + Qjx x b) Module et argument Module x ( x ) + x /Q Le gain en décibels est alors G db = 0 log 0 log x 0 log(( x ) + x /Q )

22 SUP PCSI 00-0 Argument φ = arg(h) = arg( x ) arg ( + Q ) jx x { si x : arg( x ) = 0 φ = phase du basse-bas d ordre si x > arg( x ) = π φ = π + phase du basse-bas d ordre c) Comportements limites A basse fréquence (BF), le condensateur se comporte comme un interrupteur ouvert et la bobine comme un fil (interrupteur fermé) u s = 0 A haute fréquence (HF), le condensateur se comporte comme un fil et la bobine comme un interrupteur ouvert u s = u e Figure 4: Circuits limites du filtre RLC coupe-bande Conclusion: le filtre se comporte comme un filtre coupe-bande (ou réjecteur). d) Etude asymptotique Equations des asymptotes Figure 5: Diagrammes de Bode (gain et phase) du RLC coupe-bande BF si x 0 (ω << ω 0 ), H donc G db 0 db et φ 0 asymptote horizontale HF si x (ω >> ω 0 ), H donc G db 0 db et φ 0 asymptote horizontale Pour x = (ω = ω 0 ): 0 donc G db asymptote verticale et φ = arg[ jq( x )] = arg[ jq( x)( + x)] arg(jqɛ) en posant x = + ɛ. D où: { si ɛ < 0 (x ) : φ π/ si ɛ > 0 (x + ) : φ +π/

23 SUP PCSI 00-0 e) Diagrammes de Bode On en déduit les diagrammes de Bode de gain et de phase du RLC coupe-bande (Figure 5). 5 Récapitulatif et Généralisation 5. Notations On pose: ω 0 pulsation caractéristique du filtre x = ω ω 0 pulsation réduite Q facteur de qualité du filtre σ = Q H 0 nombre réel quelconque coefficient d amortissement du filtre 5. Principaux types de filtres Passe-bas d ordre : H 0 + jx Exemple: circuit RC, sortie aux bornes de C; circuit RL, sortie aux bornes de R. Passe-haut d ordre : H 0jx + jx Exemple: circuit RC, sortie aux bornes de R. Déphaseur d ordre : jx + jx Exemple: circuit déphaseur RC à amplificateur opérationnel. Passe-bas d ordre : Exemple: circuit RLC série, sortie aux bornes de C. Passe-bande d ordre : H 0 + Q jx + (jx) = H 0 + σjx + (jx) H 0 Q jx + Q jx + (jx) = H 0 + jq(x x ) Exemple: circuit RLC série, sortie aux bornes de R. H 0 σjx + σjx + (jx) = H 0 + σ j(x x ) 3

24 SUP PCSI 00-0 Passe-haut d ordre : H 0 (jx) + Q jx + = H 0 (jx) (jx) + σjx + (jx) Exemple: circuit RLC série, sortie aux bornes de L. Coupe-bande d ordre : H 0( + (jx) ) + Q jx + (jx) = H 0( + (jx) ) + σjx + (jx) Exemple: circuit RLC série, sortie aux bornes de L et C en série. Déphaseur d ordre : Qjx + (jx) σjx + (jx) + = Qjx + (jx) + σjx + (jx) Exemple: Circuits déphaseurs RC à amplificateur opérationnel en cascade. 5.3 Cas d un régime variable quelconque Les fonctions de transfert données ci-dessus ne sont valables qu en régime sinusoïdal forcé. Pour un régime variable quelconque, on les établit en régime sinusoïdal forcé (réponse fréquentielle) puis on revient à l équation différentielle (réponse temporelle) en utilisant la correspondance: 5.4 Stabilité jω d dt réponse fréquentielle réponse temporelle Un filtre est stable si sa réponse à toute excitation est bornée, quelle que soient les conditions initiales. Un filtre de fonction de transfert est stable si: - m n; H(jω) = b m(jω) m b jω + b 0 a n (jω) n a jω + a 0 - les racines du dénominateur sont à partie réelle négative. Pour les filtres d ordre et, il faut que tous les cœfficients a i soient de même signe. 5.5 Filtres en cascade En général, la fonction de transfert H de l association de deux filtres () et () n est pas égale au produit H H des fonctions de transfert en sortie ouverte. En effet, si le second filtre charge le premier, la fonction de transfert de ce dernier se trouve modifiée. Pour que ce soit le cas, il faut que l impédance d entrée du second filtre soit très élevée. On peut par exemple réaliser simplement cette condition en intercalant un amplificateur opérationnel en mode suiveur entre les deux filtres. Exemple: 4

25 SUP PCSI 00-0 Figure 6: Filtres passe-bas et passe-haut en cascade avec A.O. suiveur Le courant d entrée de l A. O. étant nul, le filtre (R C passe-bas) peut donc être considéré comme étant en sortie ouverte. D où: H.H = + jr C ω jr C ω + jr C ω = jr C ω + j(r C + R C )ω R R C C ω (passe-bande) Cas d un filtre du second ordre de fonction de transfert du type H 0 + Q jx + (jx) = H 0 + σjx + (jx) Propriété: H peut se décomposer en produit de fonctions de transfert du premier ordre si Q < En effet, en posant X = jx, les racines du polynôme + σx + X s écrivent ou σ >. X = σ σ et X = σ + σ Quand σ >, elles sont réelles et négatives, et H s écrit alors: H 0 (X X) (X X) = H X 0 + jx/( X ) X + jx/( X ) 6 Compléments 6. Séries de Fourier a) Définition Soit x(t) un signal périodique quelconque de période T et de pulsation ω (T = π/ω). Un tel signal peut s écrire sous la forme d une somme de fonctions sinus et cosinus appelée série de Fourier, soit: où les coefficients a n et b n sont donnés par: x(t) = a 0 + (a n cos nωt + b n sin nωt) n= a n = T T 0 x(t) cos nωt dt et b n = T T 0 x(t) sin nωt dt Le terme a 0 / représente la valeur moyenne du signal x(t): a 0 = T x(t) dt T 0 Les termes a n cos nωt + b n sin nωt, de pulsation nω, sont appelés harmoniques d ordre n du signal x(t). 5

26 SUP PCSI 00-0 L harmonique d ordre, de même pulsation ω que x(t), est appelé fondamental. b) Spectre de fréquence On peut aussi écrire la décomposition du signal x(t) sous la forme: x(t) = n= où c n est l amplitude de l harmonique de rang n. c n cos(nωt + φ n ) avec c 0 = a 0 et c n = a n + b n L ensemble des c n forme le spectre de fréquence du signal x(t). On le visualise sur un diagramme dans lequel les amplitudes c n sont représentées en fonction de la pulsation nω (ou de la fréquence nf). Figure 7: Spectre d un signal x(t) Remarque: on peut aussi former les spectres des coefficients a n et des coefficients b n du signal. c) Propriétés c n 0 quand ω. La série de Fourier d une fonction x(t) paire est une somme de cosinus. développement en série de Fourier l est également donc b n = 0 n. En effet, si x(t) est paire, son La série de Fourier d une fonction x(t) impaire est une somme de sinus. En effet, si x(t) est impaire, son développement en série de Fourier l est également donc a n = 0 n. d) Exemples de décompositions en série de Fourier Cas d un signal rectangulaire symétrique d amplitude x m : x(t) = 4x m π (sin ωt + sin 3ωt + 3 sin 5ωt ) La décomposition de Fourier ne comprend que des termes en sinus du type sin(n + )ωt/(n + ). Cas d un signal rectangulaire symétrique d amplitude x m : x(t) = 8x m π cos 3ωt (cos ωt cos 5ωt ) La décomposition de Fourier ne comprend que des termes en cosinus du type cos(n + )ωt/(n + ). e) Utilisation des fonctions de transfert Pour un filtre donné, la réponse d une combinaison linéaire de fonctions sinusoïdales est la combinaison linéaire des réponses. Pour un signal périodique quelconque x(t), il suffit donc de déterminer la réponse sinusoïdale correpondant à chacun des termes de sa décomposition en série de Fourier. On utilise pour cela la représentation complexe. La réponse du filtre est la combinaison linéaire des réponses. Intérêt: l étude des fonctions de tranfert en régime sinusoïdal telle qu elle a été menée dans les paragraphes précédents permet donc de déterminer la réponse à n importe quel signal périodique. 6

27 SUP PCSI 00-0 Figure 8: Spectre des signaux rectangulaire (a gauche) et triangulaire (a droite) Figure 9: De formation d un signal pe riodique rectangulaire ou triangulaire non syme trique par un filtre passebas de fre quence de coupure fh. Le filtre e limine les harmoniques haute-fre quence du signal, qui se trouve de ce fait de forme en sortie. La de formation est d autant plus importante que la fre quence du signal d entre e est e leve e. a) f = fh /0: les seules de formations ont lieu au niveau des discontinuite s du cre neau; b) f = fh : forte de formation; c) f = 0fH : il ne reste pratiquement plus que la composante continue en sortie (tire de e anne e PSI-PSI?, Hachette 004). 7

28 SUP PCSI Un exemple de filtre du 3 e ordre Considérons le filtre formé de trois cellules RC, où les condensateurs sont considérés idéaux. Figure 30: Filtre à triple cellule RC en cascade Pour calculer la fonction de transfert H, appliquons Millman en A et B: En éliminant V A, on obtient: V A = u e/r + V B /R /R + /R + jcω et V B = V A/R + u s /R /R + /R + jcω u e + V B + jrcω = ( + jrcω)v B u s u e + V B = ( + jrcω)( + jrcω)v B ( + jrcω)u s () Par ailleurs, on a entre V B et u s (diviseur de tension): u s = V B + jrcω V B = ( + jrcω)u s (3) En éliminant V B entre () et (3), on obtient finalement: u e + ( + jrcω)u s = ( + jrcω)( + jrcω)( + jrcω)u s ( + jrcω)ωu s u e = (( + jrcω)( + jrcω)( + jrcω) ( + jrcω) ( + jrcω))u s u e = ( + 6jRCω 5(RCω) j(rcω) 3 )u s = ( + 6jRCω + 5(jRCω) + (jrcω) 3 )u s D où: + 6jRCω + 5(jRCω) + (jrcω) 3 En posant ω 0 = RC et x = ω ω 0 on peut écrire: + 6jx + 5(jx) + (jx) 3 Il s agit d un filtre du 3 e ordre. Déterminons l équation différentielle entre u s (t) et u e (t): u e = ( + 6jRCω + 5(jRCω) + (jrcω) 3 )u s = u s + 6RC du s dt + 5R C d u s dt + R3 C 3 d3 u s dt 3 d où: R 3 C 3 d3 u s (t) dt 3 + 5R C d u s (t) dt + 6RC du s(t) dt + u s (t) = u e (t) 8