Introduction à l intégrité du signal

Dimension: px
Commencer à balayer dès la page:

Download "Introduction à l intégrité du signal"

Transcription

1 NEW Introduction à l intégrité du signal Bases d intégrité du signal Alexis POLTI. Page 1

2 Présentation Alexis Polti

3 Plan I. Bases 1. Principes 2. Répartition spectrale, fréquence knee 3. Créneaux, temps de montée, mesures 4. Temps et distance 5. Réactance et conséquences (overshoot, ringing, crosstalk) 6. Mesures 7. Comportement des conducteurs II. Fils et lignes de transmission 1. Classification 2. Fils 3. Lignes infinies, lignes finies, réflexions 4. Adaptation 5. Terminaison 6. Topologies

4 Plan III. Couplage (diaphonie, crosstalk) 1. Écoulement des courants 2. Crosstalk inductif, capacitif, avant, arrière 3. Influence en amplitude et délai IV. Distributions 1. Problème 2. Distribution de l alimentation 3. Choix des capacités de découplage 4. Séparation des plans 5. Ground bounce

5 Plan V. Paires différentielles 1. Principe 2. Modes (commun, différentiel, pair, impair) 3. Impédances 4. Routage VI. Simulation I. Types de modèles II. IBIS

6 Introduction Beaucoup d ingénieurs en électronique numérique n imaginent pas que les courants s écoulent en suivant des boucles que les champs magnétiques (H) existent que les portes logiques sont des amplis différentiels que les signaux électriques sont des ondes électromagnétiques que la compréhension des phénomènes de SI peuvent leur servir et leur éviter beaucoup de problèmes.

7 Introduction Scénario imaginaire : Spécification d un système numérique Conception, schémas, PCB, prototype Puis, selon les cas, le prototype fonctionne (toujours) le prototype ne fonctionne pas mais peut être débugué le prototype fonctionne parfois (selon l heure, la température, les gens autours, seulement lorsqu un dispositif de debug est connecté, ) Passage des tests de CEM et agrément CE OK KO Lancement de la production de masse (grande série) les produits fonctionnent seuls certains produits fonctionnent les produits fonctionnent parfois (exemple : de décembre à juin, ou plus du tout depuis la mise à jour du BIOS)

8 Introduction L étude des phénomènes d intégrité du signal permet de comprendre, résoudre et anticiper ces problèmes permet de comprendre, résoudre et anticiper une partie des problèmes de CEM

9 Introduction Intégrité du signal : discipline récente (30 ans environ), maintenant critique, mais encore trop peu maîtrisée principe : connaître et savoir appliquer correctement certains concepts simples du monde de l analogique fait intervenir des équations complexes (équations différentielles de fonctions à plusieurs variables) : étude mathématique formelle complexe et souvent inutile deux approches principales : qualitative : estimations / approximations / ordre de grandeur des phénomènes quantitative : simulations / mesures

10 Introduction Évolution des circuits : loi de Moore Largeur techno (nm) Nombre de transistors (M) Densité (Mtrans/cm2) Chip size Fréquence (GHz) Vdd IO pads Power pads

11 Introduction Évolution des circuits : Moore : densité des circuits double tous les 3 ans taille des transistors est divisée par 2 tous les 6 ans temps de montée / descente : à la louche 1ns/ µm bande passante des signaux double plus vite que tous les 6 ans problèmes d intégrité proportionnels à variations de courant / tension bande passante des signaux exemples : techno 0,35µm : 350ps 1,5GHz mid-range horloges internes 500MHz bus 100MHz

12 Introduction Évolution des circuits : années 80 CMOS high speed, bus open-drain 100MHz / 1ns émergence des simulateurs temporels années 90 fronts : 300 ps simulateurs / IBIS SSTL / AGTL lignes différentielles

13 Introduction Évolution des circuits : années GHz, 50 ps 2.5D / 3D field solvers high speed différentielles pre/de-emphasis embedded clocking data encoding on entend parler de Vector Network Analyzer (VNA) S-paramètres return / insertion loss diagramme de l'oeil

14 Introduction En pratique : ensemble de technique assurant que les signaux transmis sont bien reçus correctement assurant que les signaux n'interfèrent pas les uns avec les autres assurant qu'aucun signal de détériorera un composant assurant qu'un signal ne polluera pas le spectre électro-magnétique

15 Introduction Comment? modélisation simulations mesures validation à partir de quand est-ce que c'est bon??? quantification des risques

16 Introduction Flots de conception : conception puis correction design layout fab prototypes virtuels design layout analyse SI fab correct par construction analyse SI design layout fab

17 Introduction Partage des rôles Rôle Architecte Designer Effectue : "Et si?.. " Design du produit, rule-based Objectifs : Faisabilité Compromis coût / performances Manager produit Mesures pour confirmer les décisions dûes aux simulations Taux de panne acceptable

18 Introduction Futur de l'intégrité du signal incontournable! règles habituelles vieillissent : la louche devient de moins en moins fiable peut-on encore utiliser les lignes de transmission? rôles exacts des plans? augmentation des fréquences prendre en compte les 2 ème et 3 ème ordres rassemblement de plusieurs disciplines augmentation des analyses, des types d'analyse et des mesures besoin de simplification!

19 I. Bases Bases Principes Répartition spectrale et fréquence d infléchissement Créneaux, temps de montée Temps de propagation, vitesse, système distribués / localisés Réactance et conséquences

20 I.1 Principes Augmentation des fréquences de fonctionnement des circuits numériques : augmentation des effets parasitiques (inductances, capacités, ) les conducteurs ne se comportent plus comme des équipotentielles, mais comme des filtres L influence des filtres dépend de la fréquence des signaux transmis il faut connaître la répartition spectrale de chaque signal numérique : signaux le plus souvent rectangulaires (créneaux)

21 I.1 Principes (2) On va voir : la répartition spectrale (fréquentielle) des créneaux ne dépend pas de leur fréquence, mais de la raideur des fronts ce qu est la «raideur» d un front, comment elle se dégrade, comment la mesurer

22 I.2 Répartition spectrale des créneaux Signal trapézoïdal T r T f T d = T H T H quelle est sa répartition spectrale? T

23 I.2.1 Répartition spectrale signal carré périodique spectre discret décroissance des harmonique de - 20dB/décade harmoniques paires nulles d = 50% T r = T f = 0

24 I.2.1 Répartition spectrale signal trapézoïdal spectre discret d = 50% Tr = Tf = 0.2% T

25 I.2.1 Répartition spectrale signal trapézoïdal spectre discret d = 50% Tr = Tf = 2% T

26 I.2.1 Répartition spectrale signal trapézoïdal spectre discret d = 50% Tr = Tf = 20% T

27 I.2.1 Répartition spectrale signal trapézoïdal spectre discret d = 50% Tr = Tf = 2% T

28 I.2.1 Répartition spectrale signal trapézoïdal spectre discret jusqu à F knee, -20dB / décade d = 50% Tr = Tf = 2% T

29 I.2.1 Répartition spectrale signal trapézoïdal spectre discret jusqu à F knee, -20dB / décade après F knee, > -20dB / décade d = 50% Tr = Tf = 2% T F knee

30 I.2.1 Répartition spectrale signal trapézoïdal d = 0 100% T r = T f > 0 jusqu à F knee décroissance des harmonique de -20dB/décade après F knee décroissance des harmonique avec une pente > -20dB/décade F knee

31 I.2.1 Répartition spectrale précision important : enveloppe suit les mêmes principes que précédemment env( f ) H (0) ( π T f ) sin( π T f ) sin T f T r r f 0dB / decade 20dB / decade d = 50% T r = T f = 0.1% 40dB / decade 1 π T 1 π T r

32 I.2.2 Knee frequency En F knee, l amplitude spectrale du signal est 6.8dB en dessous de la pente naturelle de -20dB/décade F knee n est fonction que de T r et T f pas de la fréquence du signal F knee 0.5 T r Au dessus de F Knee, l énergie du signal est négligeable La confusion entre augmentation de fréquence et augmentation de raideur des fronts vient du fait que F Knee > F

33 I.2.2 Knee frequency On retiendra : la majeure partie de l énergie d un signal numérique se concentre en dessous de F knee le comportement d un système numérique peut n être étudié que jusqu à F knee en F = 0 : comportement vis-à-vis des composantes continues en F = F knee : comportement vis-à-vis d un front F knee 0.5 T r facteur clef : raideur des fronts! F knee

34 I.2.2 Knee frequency Mini-quizz : un signal numérique à 1 MBit/s ayant un temps de montée de 100ns passe à travers un canal de transmission de 2.5 MHz de bande passante. Quel est l effet du canal de transmission sur le signal? négligeable significatif dévastateur

35 I.3 Créneaux réels Problème : le temps de montée / descente a été défini pour un signal trapézoïdal parfait. comment le définir pour un créneau réel? comment le mesurer? que devient F knee pour un créneau réel? On va voir : définition du temps de montée / descente d un créneau définition du temps de montée / descente d un système la définition de F knee reste valable pour tous types de créneaux comment mesurer un temps de montée

36 I.3.1 Créneaux réels Créneau parfait V Créneau réel overshoot crête de valeur absolue supérieure à la valeur finale ringback : crête, postérieure à l'overshoot, de valeur absolue inférieure à la valeur finale aussi appelé undershoot ringing succession d overshoot et undershoot front non monotone preshoot V overshoot non monotonic preshoot ringback ringing non monotonic overshoot t t ringback

37 I.3.2 Créneaux réels : Tr / Tf Temps de montée / descente d un créneau comment le définir? V OK t V défini pour une forme de signal en créneau (step) plusieurs définitions? t

38 I.3.2 Créneaux réels : Tr / Tf Temps de montée d un signal (créneau) f(t) Déviation standard soit un filtre linéaire tel que sa réponse à un créneau parfait soit f(t) soit h(t) la réponse impulsionnelle de ce filtre le temps de montée de f(t) est définit ainsi : tσ = 2 σ = 2 2 π σ + t 2 h( t) dt H (0) + t 2 h( t) dt H (0)

39 I.3.2 Créneaux réels : Tr / Tf Tr 10%-90% temps que met le signal pour passer de 10% à 90% de sa valeur finale définition la plus répandue facile à mesurer sensible au bruit (overshoot,..), au comportement asymptotique Tr 20%-80% temps que met le signal pour passer de 20% à 80% de sa valeur finale facile à mesurer sensible au bruit (overshoot,..), au comportement asymptotique Pente à 50% T center slope = dv V (50%) dt moins sensible au comportement asymptotique / ringing peu pratique à mesurer V V V V V V T T T center slope 0.9 V 0.1 V t 0.8 V 0.2 V t Pente maximale T max slope = max V ( dv ) dt moins sensible au comportement asymptotique / ringing pratique pour évaluer les effets de couplage (crosstalk) peu pratique à mesurer V V T max slope t t

40 I.3.2 Créneaux réels : Tr / Tf Équivalence des définitions toutes ces définitions de temps de montée sont, en pratique, équivalentes (presque proportionnelles) facteurs de proportionnalité : Impulsion Tσ T10 90 T20 80 Tcenter slope Tmax slope F3dB simple pôle, τ = double pôle, τ = gaussien, τ = F RMS

41 I.3.3 Systèmes linéaires Temps de montée d un système définition : le temps de montée d un système linéaire est le temps de montée du signal de sortie de ce système quand on lui applique un créneau parfait à son entrée. à ne pas confondre avec temps de propagation toutes les définitions précédemment vues s appliquent. bande passante d un système certains systèmes sont définis par leur bande passante (F 3dB ou F RMS ) ces fréquences sont à peu près inversement proportionnelles au temps de montée du système.

42 I.3.3 Systèmes linéaires Système cascadé pour un système composé de plusieurs systèmes linéaires cascadés : T r total = T r T T n = T i r r r 2 équation valable (au sens strict) seulement pour la définition «déviation standard» des temps de montée pour d autre types de définitions, en pratique, elle reste suffisamment vraie elle est fausse pour des systèmes non linéaires (amplificateurs, portes logiques, etc )

43 I.3.4 Mesures Mesures la mesure du temps de montée d un signal doit prendre en compte que le système de mesure est un filtre : introduit un temps de montée parasite qui doit être quantifié sonde oscilloscope le système de génération du créneau ne produit pas un créneau parfait : prendre en compte le temps de montée du créneau d entrée

44 I.3.4 Mesures Exemple : on observe des créneaux de temps de montée 1ns et 2ns avec un oscilloscope de 300 MHz de bande passante (-3dB) qu'observe-t-on? (on fait, pour l'instant, abstraction de la sonde)

45 I.3.5 Spectre des créneaux réels Pour un créneau réel la répartition spectrale dépend du type des fronts (linéaires, gaussiens, simple pôles, double pôles, ) Front K F knee = K Tr linéaire simple pôle double pôle ( Q = 0.5) gaussien approche conservative : prendre le K le plus sécuritaire

46 I.3.6 Conclusion On retiendra : T est une mesure pratique du temps de montée, équivalente en pratique aux autres F knee = K/Tr, avec 0.33 < K < 0.5 la mesure (pratique) du temps de montée d un signal en sortie d un système doit prendre en compte les temps de montée des systèmes intermédiaires (sonde, oscilloscope, ), et utiliser l équation des systèmes cascadés : T r mesuré pour caractériser un système : = T 2 r réel + selon le type du créneau d entrée, corriger son temps de montée si sa forme n est pas connue, la mesure 10%-90% donne les meilleurs résultats T 2 r i

47 I.4 Temps et distance Électronique numérique traditionnelle : pistes : équipotentielles propagation des signaux à vitesse infinie En pratique : pistes : pas toujours équipotentielles propagation des signaux à vitesse finie Quel modèle utiliser?

48 I.4 Temps et distance Propagation vitesse de propagation d une onde électromagnétique : inversement proportionnelle à la constante diélectrique du milieu ambiant si milieu ambiant hétérogène : constante diélectrique effective délai de propagation : inverse de la vitesse V p c = ε r T p = 1 V p

49 I.4 Temps et distance (2) Valeurs standards Matériau air téflon FR4 (externe) FR4 (interne) alumine eau ε r V p ( mm. ns ) les signaux sont plus rapides en couche externe qu en couche interne attention, à prendre avec précaution : dépend de la fréquence (plus de détails dans la suite) pour les composites (FR4) dépend des proportions du mélange : pondérer par les proportions volumiques prendre en compte la granularité du mélange

50 I.4 Temps et distance (3) Systèmes distribués / localisés définition : un système est dit distribué quand sa taille physique est plus grande que la longueur effective de l événement le plus rapide dans ce système. Dans le cas contraire, il est dit localisé. en d autre termes, un système est localisé quand il est suffisamment petit pour que tous les points sur un conducteur soient au même potentiel à tout moment. Signal numérique événement critique = front (montant ou descendant) l = T r V p T r V p système distribué taille > 6

51 I.4 Temps et distance (4) On retiendra : système localisé : pistes équipotentielles système distribué : pistes non équipotentielles facteur clef : temps de montée des signaux dans un système, pas leur fréquence système distribué taille > T r V p 6

52 I.5. Réactance Quatre phénomènes de réactance importants : capacité inductance capacité mutuelle inductance mutuelle

53 I.5.1 Capacité Capacité présente dès que deux conducteurs sont chargés à deux potentiels différents mesure de la difficulté qu a leur différence de potentiel à changer exprimée en Farad C = a ε d aire A d

54 I.5.1 Capacité Capacité présente dès que deux conducteurs sont chargés à deux potentiels différents mesure de la difficulté qu a leur différence de potentiel à changer exprimée en Farad i C = [ F] dvc C dt s A V = impédance présentée par une capacité soumis à un front montant Tr : Z C Tr = π C

55 I.5.2 Inductance Inductance présente dès qu un courant circule dans un conducteur difficulté du courant à changer exprimée en Henry v L = [ H ] = dil L dt s V A impédance présentée par une inductance soumise à un front montant Tr : Z L L = π T r

56 I.5.3 Conséquence : overshoot Résonance fonction de transfert : paramètre idéaux : paramètres réels : C L s C R s s T + + = ) ( = = C L Z LC f n π = = < = = = L R d d pour d f f Z R d R Z Q n n 2 1, 1 2, ω δ

57 I.5.3 Conséquence : overshoot (2) Résonance : importance de Q Q < ½ : système amorti Q = ½ : système amorti critique Q > ½ : résonance Q : mesure de la proportion d'énergie dissipée à chaque oscillation Réponse à un échelon de tension : OSCILLOSCOPE Design file: UNTITLED.FFS Designer: Alexis HyperLynx V7.5 V [C2.1 (at pin)] V [U1.1 (at pin)] décroissance exponentielle : t δ e π overshoot max = V 0 e 4Q 2 1 V ol t ag e -V Time (ns) Date: Sunday Mar. 19, 2006 Time: 0:39:51 Show Latest Waveform = YES

58 I.5.3 Conséquence : overshoot (3) Exemples pour Q=0.5 / 1 / 6

59 I.5.3 Conséquence : overshoot (4) On retiendra : amortissement : critique dans les systèmes numériques si non contrôlé : dysfonctionnements rayonnements excessifs (CEM) destruction de portes

60 I.5.4 Capacité mutuelle Capacité mutuelle dès que deux circuits sont en présence le champ électrique créé par le premier circuit influence le deuxième circuit coefficient d interaction entre les deux circuits = capacité mutuelle exprimée en Farad inversement proportionnelle à la distance entre les deux circuits.

61 I.5.5 Conséquence : crosstalk capacitif Crosstalk capacitif diaphonie capacitive en français rapport de la tension induite dans le circuit cible à la tension de l agresseur estimation

62 I.5.5 Conséquence : crosstalk capacitif Estimation si la capacité mutuelle ne charge pas trop le circuit agresseur si la tension induite dans la cible est négligeable devant la tension de l agresseur si la capacité mutuelle ne charge pas trop le circuit cible i M = C M d( va v dt B ) = C M V T r A v A i M v = R B i M crosstalk = R C T r M v B

63 I.5.5 Conséquence : crosstalk capacitif Exemple ordre de grandeur front linéaire front gaussien

64 I.5.5 Conséquence : crosstalk capacitif On retiendra : crosstalk capacitif inversement proportionnel à la raideur du front agresseur la distance entre les circuits dépend fortement de la forme du signal agresseur! si plusieurs agresseurs, approche conservative : somme des contributions de tous les agresseurs : crosstalk = i crosstalk i

65 I.5.6 Inductance mutuelle Inductance mutuelle dès que deux boucle de courant sont en présence le champ magnétique créé par le premier circuit influence le deuxième circuit coefficient d interaction entre les deux circuits = inductance mutuelle exprimée en Henry sensible à l orientation relative des boucles la distance entre les boucles : L, n [ 2..3] M 1 d n

66 I.5.6 Inductance mutuelle : estimation Exemple 1 Exemple 2 boucles circulaires parallèles, séparées par une distance d L mutuelle pour d > 200nH. m A 1 1 pistes de circuit imprimé (interne / externe) et d > A 1 A d 3 A 2 2, d L = L 1 d 1 + h h mutuelle propre 2

67 I.5.6 Conséquence : crosstalk inductif Crosstalk inductif diaphonie inductive en français rapport de la tension induite dans le circuit cible à la tension de l agresseur estimation

68 I.5.6 Conséquence : crosstalk inductif Estimation si l inductance mutuelle ne charge pas trop le circuit agresseur si le courant induit dans la cible est négligeable devant le courant agresseur si l inductance mutuelle ne charge pas trop le circuit cible v v A B = R = L A M i A di dt A = L R M A dv dt A v B va ia crosstalk = R L A M T r

69 I.5.7 Comparaison Couplage inductif / capacitif dans un circuit localisé dépend de l impédance caractéristique des pistes en général, le couplage inductif est prépondérant portes à faible impédance de sortie temps de montée / descente faibles et généralement non contrôlés absence de terminaison à la source (voire absence totale de terminaison) plan de masse insuffisants, morcelés ou absents, boucles de masse

70 I.5.7 Comparaison V (t) I(t) Exemple : porte logique dans une charge capacitive terminée di( t) dt = 1 R dv ( t) dt + C d 2 V ( t) dt 2 le couplage capacitif est proportionnel à la raideur du front le couplage inductif est proportionnel au carré de la raideur du front

71 I.5.7 Comparaison On retiendra en sortie de porte logique le couplage capacitif est proportionnel à la raideur du front le couplage inductif est proportionnel au carré de la raideur du front dans un système numérique, le couplage inductif est généralement prépondérant pour évaluer un crosstalk, additionner les contributions en valeur absolue des agresseurs à temps de propagation égal, une porte à slew-rate faible (ou contrôlé) est plus simple à utiliser

72 I.6 Mesures Rappel pour un système composé de plusieurs systèmes linéaires cascadés : T r total = T r T T n = T i r r r 2 lors de la mesure d'un créneau, on mesure en fait : le temps de montée du signal influencé par le temps de montée de l'oscilloscope et de la sonde!!!

73 I.6.1 Sondes Sondes la sonde est un élément crucial de la mesure

74 I.6.1 Sondes Sondes la sonde est un élément crucial de la mesure parasites : résistance capacité inductance

75 I.6.2 Charge résistive Charge résistive V mesuré = V réel R source Rsource + R sonde généralement pas un problème Exemple : source 1MΩ Rsonde = 10MΩ, erreur =? Rsonde = 1MΩ, erreur =?

76 I.6.3 Charge inductive Charge inductive la connexion de masse possède souvent une inductance propre très grande, qui n est pas comprise dans la bande passante spécifiée par le constructeur! F F 3dB RMS = Tr = Tr Tr 2 mesuré = Trsonde inductif + Tr 2 Tr LC 3. 4 L sonde C sonde f 1 2π L sonde C sonde Q L sonde R / C source sonde

77 I.6.3 Charge inductive Charge inductive fil libre : prendre à la louche L=10nH/cm sinon : + d x y d y x m nh L 2 ln 2 ln d y x d x 2 8 ln d x x m nh L

78 I.6.3 Charge inductive Charge inductive inductance mutuelle : capte le bruit magnétique ambiant

79 I.6.3 Charge inductive Charge inductive : exemple 1 sonde : 8pF fil de masse de 15 cm à partir de quand un front montant sera-t-il soumis à la résonance de la sonde?

80 I.6.3 Charge inductive Charge inductive : exemple 2 sonde 500MHz (3dB) 10pF fil de masse : 2cm x 8cm x 0.5mm source = 25Ω L=186nH temps de montée réel de la sonde =? bande passante réelle de la sonde =? facteur Q de résonance =?

81 I.6.3 Charge inductive Alors, comment fait-on? limiter la longueur du fil de masse utiliser des pointes adaptées au problème connecteurs SMA connecteurs bord de carte sondes adaptées, actives,

82 I.6.4 Charge capacitive Charge capacitive la plus problématique deux effets (liés) : modifie le temps de montée de la sonde modifie la charge de la source

83 I.6.4 Charge capacitive Charge capacitive : influence sur temps de montée Tr 2 mesuré = Trsonde + Tr 2 Tr sonde = 2. 2 R C C = C avec : R = R sonde sonde + C R oscilloscope source Réduction de la bande passante du système : BW 0.35 Tr sonde

84 I.6.4 Charge capacitive Charge capacitive : modification de la charge pas d'effet parasite si Z >10 load Z source Z sonde Tr = π C Z sonde vérifier à la fréquence maximale à mesurer (laquelle?) Remarque : avec une sonde moins capacitive, on a un temps de montée meilleur mais un facteur Q plus élevé

85 I.6.5 Types de sondes Types de sondes passives besoin d'un grand rapport pour faible capacité faible impédance : faible capacitance, grande BP grande charge haute impédance : capacitance moyenne à haute, charge faible BP un peu réduite actives entrée FET très haute impédance, grande dynamique encombrantes / prix entrée bipolaire haute impédance, tolérance aux ESD faible dynamique

86 I.6.5 Types de sondes Types de sondes Influences mécaniques : entre ces deux sondes, laquelle est la "meilleure"? ednmag ednmag

87 I.6.5 Types de sondes Types de sondes Influences mécaniques coaxiale grande capacité : ednmag coaxiale faible capacité : ednmag

88 I.6.6 Conclusion On retiendra les sondes ont trois influences résistive capacitive inductive lors de la mesure d'un temps de montée, retrancher l'effet du temps de montée de la sonde du temps de montée de l'oscilloscope du temps de montée de tout autre dispositif utilisé r mesuré prendre une sonde adaptée 2 r T = T + T + T 2 r sonde en type de connecteur en impédance à la fréquence considérée 2 r oscillo

89 I.7 Comportement des conducteurs Validité des modèles les modèles vus jusqu'à présent ne sont que des modèles il faut connaître leur limite de validité et obtenir des modèles plus précis si nécessaire éléments à prendre en compte : éléments négligés (parasites) modification du comportement des conducteurs

90 I.7.1 Résistances Résistances pads inductance capacité carbone et bobinées : capacité de fuite R L pads C pads R C fuite Z R 0dB/decade +20dB/decade Z dB/decade π R C 2π 1 L C f 1 2π R C 2π 1 L C f

91 I.7.1 Résistances Résistances L pads R C pads R C fuite On retiendra : à basse fréquence : R fréquence moyenne : C hautes fréquences : L

92 I.7.2 Inductances Inductances pads inductance : négligée capacité bobinage résistance capacité : négligée L C pads R série L Z Z dB/decade -20dB/decade 0 R serie 0dB/decade 90 R serie 1 2π L 2π L C f R serie 2π L 2π 1 L C f

93 I.7.2 Inductances Inductances R série L C pads L On retiendra à basse fréquence : R fréquence moyenne : L hautes fréquences : C

94 I.7.3 Capacités Capacités Z pads inductance capacité : négligée armatures résistance inductance diélectrique résistance : négligée (pour l'instant) Z + 90 L pads C R série R diel C -20dB/decade 0dB/decade +20dB/decade 0 R serie π R C 2π 1 L C R serie 2π L f 1 2π R C 2π 1 L C R serie 2π L f

95 I.7.3 Capacités Capacités C R diel L pads R série C On retiendra à basse fréquence : C hautes fréquences : L borné inférieurement par R

96 I.7.3 Capacités Conséquences Filtres les capacités sont utilisées pour détourner les hautes fréquences valide seulement si Z C << Z load si la charge est inductive : rajout de R en série pour amortir les oscillations les inductances sont utilisées pour bloquer les hautes fréquences valide seulement si Z >> On retiendra L Z load à haute fréquence, un composant se transforme en son "opposé" inductances pour bloquer les HF, pour circuits basse impédance capacités pour détourner les HF, pour circuits haute impédance

97 I.7.4 Conducteurs Conducteurs aux fréquences qui nous intéressent les conducteurs ne sont plus parfaits les isolants non plus besoin de modèles plus précis, qu'on sélectionnera en fonction de la fréquence principaux effets: résistance inductance capacité effet de peau effet de rugosité effet de proximité pertes diélectriques guide d'onde

98 I.7.4 Conducteurs Résistance DC tout conducteur a une résistance linéique non nulle (DC) R DC ka ρ = avec:1 k a 2 a en Ω/m tout isolant a une résistance linéique non infinie (DC) R DC ka = avec:1 k a 2 σ a en Ω/m k a prend en compte la résistance du chemin de retour : plan parfait : k a = 1 paire différentielle, paire torsadée : k a = 2

99 I.7.4 Conducteurs Capacité / Inductance de même, tout conducteur a une capacité répartie pour les pistes, on parlera de capacité linéique C sera étudiée en détail plus tard et tout conducteur a une inductance propre même s'il n'est pas bobiné on parlera d'inductance linéique L sera aussi étudiée en détail dans les sections suivantes

100 I.7.4 Conducteurs Effet de peau un champ magnétique perpendiculaire à un conducteur fin induit des courants circulaires qui induisent à leur tour un champ magnétique opposé, dont l'intensité dépend de la conductivité du conducteur le champ magnétique transmis est donc réduit pour un conducteur épais, chaque tranche atténue d'un facteur fixe le champ magnétique atténuation exponentielle : rapidement, plus aucun champ ne circule dans le conducteur réduction de 1/e = profondeur de peau

101 I.7.4 Conducteurs Effet de peau profondeur de peau : δ = 2 ω µ σ les courant circulaires se compensent, sauf à la périphérie HF : tous les courants sont repoussés sur la périphérie des conducteurs concentrés dans une épaisseur de peau On retiendra : la profondeur de peau varie comme 1 ω

102 I.7.4 Conducteurs Effet de peau : conséquences la résistance apparente augmente : en remplaçant par l'expression de δ : R AC k p kr = p δ σ k p kr RAC = p ω µ 2σ l'inductance apparente diminue. pas d'expression analytique simple, doit être calculée par 2D ou 3D field-solver 1 varie comme ω on pose : L = L + i L 0 L 0 : inductance externe, dite aussi caractéristique. Dépend de la géométrie du conducteur et de celle du chemin de retour. L i : inductance interne, représente la variation de l'inductance due à l'effet de peau. L i est inversement proportionnelle à la profondeur de peau en pratique, pour une fréquence assez grande : L i L 0

103 I.7.4 Conducteurs Effet de peau : conséquences de façon générale, impédance : Z = R + jωl à cause de l'effet de peau, Re(Z) varie comme ω Im(Z) varie comme ω choix pratique : L i est regroupée avec R, pour donner une résistance complexe L e est étudiée séparément à partir de la zone d'effet de peau, ( 1+ j) R = R 0 ω ω 0

104 I.7.4 Conducteurs Effet de peau : frontière à la frontière R AC = R DC : ω δ = 2 k µ σ k a p p a 2 à cette fréquence, l'effet de rugosité est négligé (cf. plus tard) la résistance est difficile à calculer : on prendra une moyenne d'ordre 2

105 I.7.4 Conducteurs Effet de proximité deux conducteurs parcourus par des courants opposés subissent une redistribution des courants conséquence : augmentation de la résistance difficile à calculer, donc pris en compte par un facteur k p pour un chemin de retour éloigné, k p =1 pour une paire différentielle, k p =2 pour les autres configuration, k p =]1..2[ + la valeur exacte de k p importe peu

106 I.7.4 Conducteurs Effet de rugosité d'un point de vue microscopique, les conducteurs ne sont pas lisses conséquence : augmentation virtuelle de la longueur du conducteur, jusqu'à 100% pris en compte par un facteur k r, compris entre 1 et 2 contrôle de la rugosité vendeur spécifient un toothing-profile rugosité côté core > rugosité côté prepreg traitement spéciaux (dendrites) pour limiter la rugosité tout en gardant une bonne adhérence

107 I.7.4 Conducteurs Bilan de l'effet de peau On retiendra : dans la zone d'effet de peau, l'impédance interne varie comme la racine de la fréquence, et a un argument de π/4 les facteurs de proximité et rugosité peuvent augmenter la résistance d'un conducteur. Chaque facteur est compris entre 1 et 2. dans la zone d'effet de peau, l'inductance externe est prépondérante, la valeur exacte de l'inductance interne doit être calculée par des logiciels spécialisés la frontière de la zone d'effet de peau se trouve en égalant les résistances DC et AC

108 I.7.4 Conducteurs Pertes diélectriques tout isolant est quand même (faiblement) conducteur généralisation du condensateur : a I = V ( σ + jω ε ) d conducteur : σ (courant de conduction) est prépondérant isolant : ω ε (courant de déplacement) est prépondérant remarque : il existe une fréquence à laquelle tout conducteur devient isolant a d en posant : σ = ω ε on obtient : I a = V jω j d ( ε ε ) d'où la définition : ε = ε jε et : ε r ε jε = ε 0 ε 0

109 I.7.4 Conducteurs Pertes diélectriques pour un isolant, définition : tangente de perte il est plus facile de mesurer une tangente de perte qu'une constante diélectrique on montre qu'aux hautes fréquences, donc : pour un conducteur, cela se traduira par une atténuation proportionnelle (en db) à la fréquence a d cste ε ε ε ε θ = tan π θ ω ω θ ω ε ω ε cos 1 ) ( ) ( = j r π θ ω ω = j C C

110 I.7.4 Conducteurs On retiendra résistance linéique DC : R DC à partir de l'effet de peau : prise en compte de l'inductance interne : R = R AC + R DC 2 2 R AC ( 1+ j) = R 0 ω ω 0 inductance linéique on ne considère que l'inductance caractéristique (externe), car l'inductance interne est prise en compte dans R (complexe) Z0 L 0 = v 0 capacité linéique 1 constante à DC et zone d'effet de peau : C0 = Z0 v0 à partir du moment où les pertes diélectriques se font sentir : C = C 0 jω ω 0 2θ 0 π

111 II. Lignes de transmission Connexions (fils électriques) rôles distribution (puissance, horloge, reset, ) communication point à point rôle prépondérant dans les systèmes électroniques actuels vitesse (délais) puissance (terminaison) coût comportement rarement équipotentiel : lignes de transmission hiérarchie : chip boîtiers PCB châssis

112 II.1. Classification L r = T r V p Connexion Connexion ponctuelle Ligne de transmission l < L r 6 l > L r 6 le comportement d un conducteur dépend de la raideur des front des signaux qu il véhicule

113 II.2. Fils électriques Exemple circuit de 40cm x 40cm longueur moyenne des connexions : 10cm connexions non terminées hauteur moyenne des connecteurs / masse : 0.5cm diamètre des fils : 0.2mm temps de montée des signaux : 2.0ns délai de propagation dans les fils : 33ps/cm portes utilisées : TTL impédance de sortie : 30Ω capacité d entrée : 15pF

114 II.2. Fils électriques (2) Exemple fréquence knee : 250MHz longueur effective des fronts : 60cm longueur critique : 10cm Il ne faut surtout pas en conclure que, le système étant presque localisé, la transmission des signaux se passera sans problème. Système distribué non terminé ringing Système localisé non terminé pas de ringing

115 II.2. Fils électriques (3) Étude présence de ringing : dépend du facteur Q du circuit V overshoot max = V step e π 4Q 2 1 inductance d un fil circulaire suspendu : capacité d un fil circulaire suspendu : C µ 0 4h L = l ln 2π d = l 2π ε 0 4h ln d

116 II.2. Fils électriques (4) Étude : résultats inductance d un fil : 89nH capacité : 1pF Q du réseau RLC associé : 2.6 overshoot = 2.0V, 3.6ns après chaque front undershoot = 0.6V, 7.2ns après chaque front fréquence d oscillations = 138MHz inductance mutuelle pour deux fils séparés de 2mm : 71nH crosstalk : 12% V

117 II.2. Fils électriques (5) Exemple 2 10Ω 25mm paramètres de la piste L = 422nH/m C = 100pF/m v = m/s Tr=1ns 10pF vérifier que le système est localisé quantifier l'éventuel overshoot et fréquence de résonance

118 II.3.1 Lignes de transmission infinies Lignes de transmission Éléments distribués : R, G, L et C équations : = = t V C V G x I t I L I R x V ( ) t V C L t V G L C R V G R x V = Ldx Ldx Ldx Rdx Rdx Rdx Cdx Cdx Cdx Gdx Gdx Gdx

119 II.3.1 Lignes de transmission infinies Cas d une ligne infinie Ldx Rdx Z c Cdx Gdx Zc Z c = Rdx + s Ldx + 1 s Cdx + Gdx + 1 Z c Z c = R + G + jω L jω C V ( s) V ( s) = ( R + sl) I( s) = ( R + sl) x Z c V( ω,x ) = V( ω,0 ) e x ( R+ jω L) ( G+ jω C )

120 II.3.1 Lignes de transmission infinies Cas d une ligne infinie Ldx Rdx Z c Cdx Gdx Zc V ( ω, x) = V ( ω,0) e x ( R+ jω L) ( G+ jω C ) = V ( ω,0) e γ ( ω) x = V ( ω,0) Hx( ω) γ(ω) : coefficient de propagation, complexe et fonction de la fréquence son module détermine l atténuation du signal par unité de longueur son argument détermine le déphasage du signal par unité de longueur Hx(ω) : fonction de transfert d une ligne infinie

121 II.3.2 Régions de performances Régions les pertes d'une ligne ( γ ) varient de façon monotone. Mais la pente varie selon la fréquence : différentes régions Z c R( ω) + jω L0 ( ω) jω C( ω) = γ ( ω) = ( R( ω) + jω L0 ) jω C( ω) à DC, L est négligeable : région RC puis l'influence de L augmente : région LC puis l'effet de peau se fait sentir : région effet de peau puis les pertes diélectrique se font sentir : région diélectrique région supplémentaire : quand la ligne est suffisamment courte pour être traitée comme localisée

122 II.3.2 Régions de performances Régions localisé lorsque l'influence de γ est négligeable : l. γ ( ω) < l <, pour ω < ω L l R DC C R DC <, pour ω > ω L L C R DC ( R( ω) + jω L ) jω C( ) γ ( ω) = 0 ω R( ω) + jω L0 ( ω) = jω C( ω) quelle que soit la fréquence, il existe une longueur en deçà de laquelle une ligne peut être traitée comme localisée l -10dB/dec. ω LC = RC LC localisé R DC L effet de peau diélectrique -20dB/dec. Z c f

123 II.3.3 Lignes finies Fonction de transfert d'une ligne finie i 1 i 2 i 3 v 1 v 2 v 3 l'analyse précédente ne tient plus on admettra que la fonction de propagation reste la même éléments nouveaux H ( l, ω) = e γ ( ω) = γ ( ω) l ( R( ω) + jω L ) 0 jω C( ω) deux ondes : une qui avance de la source à la charge, l'autre (réfléchie) qui revient impédance d'entrée modifiée réflexions

124 II.3.3 Lignes finies Analyse 2 ports (simplifiée) v 1 A v 2 système linéaires seulement v i 1 1 v2 = A i 2 impédance d'entrée (charge nulle) : Z in = a a 0,0 1,0 gain en voltage (charge nulle) : v = v a ,0 systèmes cascadés : les matrices se multiplient

125 II.3.3 Lignes finies Analyse 2 ports (simplifiée) = z A i 1 i 2 v 1 v 2 i 1 i 2 v 1 v 2 = z A i 1 i 2 v 1 v = H H H H Z H H Z H H A c c

126 II.3.3 Lignes finies Analyse 2 ports (simplifiée) impédance d'entrée : = H H Z Z H H H H Z Z H H Z Z L c L c c in i 1 i 2 i 3 v 1 v 2 v 3 A B C 1,0 0,0 2 2 BC BC i v Z in = =

127 II.3.3 Lignes finies Analyse 2 ports (simplifiée) gain en tension : = L C C S L S Z Z Z Z H H Z Z H H G i 1 i 2 i 3 v 1 v 2 v 3 A B C 0, ABC v v G = =

128 II.3.3 Lignes finies Réflexions l'onde avançant est partiellement réfléchie à la charge, et revient à la source dans quelles proportions? on admettra que ces proportions ne dépendent que des impédances des divers acteurs : source ligne charge

129 II.3.3 Lignes finies Coefficients A : acceptance de la ligne T : coefficient de transmission de la ligne R : coefficient de réflexion de la ligne R1 : à la source R2 : à la charge ) ( ) ( ) ( ) ( ω ω ω ω c s c Z Z Z A + = ) ( ) ( ) ( 2 ) ( ω ω ω ω c L L Z Z Z T + = ) ( ) ( ) ( ) ( ) 2( ω ω ω ω ω c L c L Z Z Z Z R + = ) ( ) ( ) ( ) ( ) 1( ω ω ω ω ω c S c S Z Z Z Z R + = ) ( R 1 ) ( T 2 ω ω + = 2 ) ( 1 ) ( 1 ω ω R A =

130 II.3.3 Lignes finies Transmission d un signal Z s Z c A H Z L signal in R 1 H H R 2 T signal 1 H H R 2 T signal 2 R 1 H R 2 T signal 3 signal out

131 II.3.3 Lignes finies Transmission d un signal (2) premier signal à émerger : deuxième signal à émerger : N ième signal à émerger : Fonction de transfert du système : ) ( ) ( ) ( ) ( 0 ω ω ω ω T H A S = [ ] ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ω ω ω ω ω ω ω T R H R H A S = [ ] ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ω ω ω ω ω ω ω T R H R H A S N N = ) ( ) ( ) ( 1 ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ω ω ω ω ω ω ω ω R H R T H A S S i = = ( ) ) ( ) ( ) ( 1 ) ( 1 ) ( ) ( ) ( ) ( ω ω ω ω ω ω ω ω R H R R H A S G + = =

132 II.3.3 Lignes finies Transmission d un signal (3) intervalle de temps entre chaque arrivée de front : 2 Vp l si le temps de montée du signal source est très grand, tous les signaux se mélangent : overshoot et ringing si Tr << 2 Vp l trois paramètres peuvent être contrôlés : impédance de la source (A et R 1 ) impédance de la charge (R 2 ) caractéristiques propres de la ligne (H)

133 II.3.3 Lignes finies 1. Exemple 1 : ligne non terminée, driver haute impédance exemple, driver CMOS haute impédance on a : A, R 1, R 1, T V V out in T ( ω) A( ω) H ( ω) X LC τ = ln 1 2 ( R ( 2π F ) R ( 2π ) ) knee F knee 1.00 t

134 II.3.3 Lignes finies 2. Exemple 2 : ligne non terminée, driver basse impédance exemple, driver ECL ou TTL on a : A, R 1, R 1, T V V out in 2 T ( ω) A( ω) Hx( ω) X LC τ = ln 1 2 ( R ( 2π F ) R ( 2π ) ) knee F knee t

135 II.3.3 Lignes finies Avec les mains qu'est-ce l'impédance caractéristique d'une ligne? exemple : ligne terre-lune Zc = 50 ohms expérience 1 : on lui applique 5V (Rsource = 50ohms) on mesure la tension à son entrée : que voit-on? expérience 2 : on mesure son impédance avec un ohm-mètre : que lit-on?

136 II.3.4 Régions Étude étude région par région de : H Zin coefficients de réflexion / transmission configurations de lignes typiques façons d'éliminer les réflexions indésirables dans l'ordre : 1. ligne localisée 2. zone RC 3. zone LC 4. zone effet de peau 5. zone pertes diélectriques

137 II.3.4 Régions Zone localisée rappel :, avec arbitraire (1/4, 1/6, ) en termes physiques, demande à ce que la constante de temps RC de la ligne soit plus petite que la période la plus petite du signal (plus haute fréquence) demande à ce que le délai LC de la ligne soit plus petit que la période la plus petite du signal (plus haute fréquence) on peut alors approximer H, car lγ est petit d'où : < ) (. ω γ l... 6 ) ( 2 ) ( = γ γ γ l l l H... 6 ) ( 2 ) ( = γ γ γ l l l H c S L c L S Z Z Z Z l Z Z G γ 1 1

138 II.3.4 Régions Zone localisée tend vers un simple pont diviseur si l tend vers 0 G Z 1 + Z 1 + Z lγ Z conséquence 1 : on peut toujours rendre une ligne inoffensive en la réduisant suffisamment conséquence 2 : avec une ligne, on n'améliorera jamais le pont diviseur S L c L + Z Z S c pour que la ligne ait un effet négligeable, les termes d'ordre 1 doivent être négligeables impédance source négligeable devant l'impédance parallèle de la ligne (due à la capacité) impédance série de la ligne (R et L) négligeable devant l'impédance de la charge

139 II.3.4 Régions Zone localisée impédance d'entrée : si Z L est très grand : on retrouve le mythe qu'une ligne de transmission est vue comme une capacité si Z L est très petit : la ligne se comporte alors comme une inductance! en pratique, quand se retrouve-t-on dans ce cas là? si Z L = Z c : + + γ γ l Z Z l Z Z Z Z L c L c c in 1 C j l l Z Z c in ω γ 1 ( ) L j R l l Z Z c in + ω γ in Z c Z

140 II.3.4 Régions Zone RC frontière : avec zone localisée : l < ω R DC C avec zone LC : l'influence de l'inductance comparable à celle de la résistance ω LC = R DC L ces deux frontières s'intersectent en l critique = R DC L C en dessous de cette longueur, une ligne passe directement de zone localisée à zone LC c'est généralement le cas pour des lignes sur un PCB l l critique RC R ω DC LC = L localisé LC effet de peau diélectrique f

141 II.3.4 Régions Zone RC impédance caractéristique : impédance complexe, phase 45 difficile à terminer Z c R jω C heureusement, il est rare d'avoir besoin de terminer ce type de ligne cas spécial : Z L = Z c. L'impédance d'entrée est alors indépendante de l = exemple : paire torsadée de téléphone C = 16 pf/cm L = 157 nh/cm R = 65mΩ/cm à 1600Hz (10000rad/s) : Z = 640 Ω / -45º fréquence de transition : 32kHz à haute fréquence : Z = 100 Ω

142 II.3.4 Régions Zone RC propagation : distorsion : Arg(A) = 45º Re(A) et Im(A) sont fonction de : dispersion ω 10% de longueur en plus 10% d'atténuation en plus doit être compensé par 20% de vitesse en moins Z S = 0, Z L = infini : γ = R jω C G = cosh ( l R jω C ) terminaison parfaite à la source ou à la charge (Z S = 0, Z L = Z c ou Z S = Z c ) l R jω C G = e dégradation féroce de la fonction de transfert (tilt) : dispersion. tilt > 3dB : un système numérique binaire ne fonctionne plus 1 terminaison résistive à la charge courbe de réponse plus plate qu'avec une terminaison parfaite permet de terminer aussi dans la zone LC (vérifier que G(DC) - G(LC) < 3dB) si pas suffisant : essayer aussi à la source

143 II.3.4 Régions Zone LC frontière : ω >> R/L Z c Z0 = paramètres : R γ + 2 Z0 L C jω LC impédance caractéristique réelle : il est possible d'adapter cette ligne avec une simple résistance! Z c 1 = Z0 1 + jωτ plus finement :, avec cette pente est mesurable avec un TDR V τ = 2L R t

144 II.3.4 Régions Zone LC propagation : γ R 2 Z 0 + jω LC atténuation indépendante de la fréquence et linéaire (en db) : déphasage : retard pur T p = LC Att( x) R 2Z 0 = e x gain : si on double la longueur : le retard double en db, l'atténuation double aussi mais ça ne peut pas être compensé par une diminution de la fréquence A H G( ω) = 1 R H ( 1+ R ) H est un retard. Si R 1 et R 2 sont proches de 1, il existe un risque de résonance remèdes choisir Z L de façon à ce que R 2 soit limité en amplitude choisir Z S de façon à ce que R 1 soit limité en amplitude faire les deux R 1

145 II.3.4 Régions Zone LC terminaisons classiques : à la source à la charge aux deux pour chaque emplacement, trois possibilités : série parallèle (Thévenin) AC ces terminaisons seront étudiées plus tard, car elles sont valables aussi pour les régions effet de peau et pertes diélectriques

146 II.3.4 Régions Zone effet de peau frontière : ω δ = 2 k µ σ k a p 2 p a influences : l'inductance interne décroît et devient négligeable devant l'inductance externe, indépendante de la fréquence R0 ω la résistance varie comme ω, causant une atténuation variable : a = x 2Z0 ω0 effet : passe-bas, dispersion 10% de longueur en plus 10% d'atténuation en plus doit être compensé par 20% de vitesse en moins τ f ( t) = erfc 4t pente raide à l'origine puis réponse exponentielle mais lente à se stabiliser (31τ pour 90%) réponse à un échelon : conséquence : lors d'un test de BER, prendre une séquence suffisamment longue pour que la sortie ait le temps de monter assez haut

147 II.3.4 Régions Zone pertes diélectriques frontière : coaxial : vers 1GHz PCB : en dessous de 1GHz effet : dans cette zone les pertes deviennent proportionnelles à la fréquence (en db) affaiblissement encore plus prononcé des hautes fréquences (érosion des fronts) 10% de longueur en plus 10% d'atténuation en plus doit être compensé par 10% de vitesse en moins = θ ω ω θ z R v = θ ω ω ω γ π θ j v j

148 II.3.5 Types de lignes Principaux types câble coaxial paire torsadée blindage diélectrique conducteur microstrip stripline conducteur conducteur diélectrique plan masse plan masse diélectrique plan masse

149 II.3.5 Types de lignes Câble coaxial d 1 Z C T p 60 ε r 85 d ln d ε r 2 1 d 2

150 II.3.5 Types de lignes Paire torsadée d Z C T p 120 ε r 85 2s ln d ε r s

151 II.3.5 Types de lignes Microstrip w d h Z C T p h ln ε w + d r ε r

152 II.3.5 Types de lignes Stripline w d h Z C T 60 ε p r 1.9 h ln 0.8 w + d 3.35 ε r

153 II.3.5 Types de lignes Dual stripline ( ) ( ) r p r C T d e h h d w d h Z ε ε ln 80 w d h e

154 II.3.5 Types de lignes En pratique sur les PCB microstrip / striplines / dual striplines / offset striplines impédances typiques : 30 Ω (sortie de driver TTL) 50 Ω 75 Ω valeur de Z C et T p limitées par largeur des pistes épaisseurs des couches (cuivre et isolants) nature du diélectrique attention à la valeur de et de la tangente de pertes ε r

155 Z II.3.5 Types de lignes Mini-quizz Z C Règles Le courant s écoule en boucle fermée Le courant est constant le long de cette boucle Visiblement contradiction... Elle vient du fait que : La règle du «courant constant» n est valable qu en régime stationnaire La règle du «courant constant» n est valable qu en moyenne Il n y a pas de courant qui s écoule tant que le front n est pas arrivé à la charge Le courant ne s écoule pas forcément en boucle fermée, la preuve!.. Il n y a pas de contradiction

156 II.4 Terminaisons Terminaisons usuelles Z s ZC Z L

157 II.4 Terminaisons Ligne non terminée généralement, on a Z L >> Z C, R2 1 donc T 2 le comportement de la ligne dépend du signe de R 1 et de l amplitude de A driver à faible impédance : oscillations driver à haute impédance : similaire à filtre RC

158 II.4 Terminaisons Cas critiques ligne courte et inductive pilotant une charge capacitive overshoot et ringing ligne longue non terminée réflexions Solutions terminaison ajout de dispositifs pour modifier A et R1 (source) ajout de dispositifs pour modifier R2 (charge) adaptation modification de H (caractéristiques intrinsèques de la ligne) longueur Z 0, Tp (empilage du PCB) topologies ordonnancement des drivers / charges

159 II.4.1 Adaptation Principe jouer sur les paramètres de la ligne pour obtenir un H minimisant les réflexions paramètres en jeu longueur de la ligne emplacement (couche externe / interne) empilage du PCB (Z C, T p ) largeur des pistes l empilage doit être décidé en amont du flot de conception, en fonction de : H le plus probablement utile manufacturabilité (largeur minimum des pistes, courant maximal acceptable) testabilité coût

160 II.4.2 Terminaisons Type de terminaisons emplacement à la source à la charge aux deux pour chaque emplacement, trois possibilités : série R Z C parallèle (Thévenin) Z C R split Z C R H R L AC Z C R C

161 Z R II.4.2 Terminaisons Terminaison à la source R Z C ajout d une résistance en série au driver, telle que Z S ( ω) = Z R2 = 1 généralement, la fin de la ligne est ouverte : Z L = T = 2 C ( ω) R1 = 0 A = 0.5 effet l amplitude signal est divisée par deux en entrant dans la ligne le signal est totalement réfléchi à l extrémité la réflexion est absorbée à la source, le courant absorbé à la source devient alors nul

162 II.4.2 Terminaisons Propriétés signal transmis : G ( ω) = H ( ω) ( 1+ R ( ω) ) A( ω) H X ( ω) 2 G = 2 1 R ( ω) H ( ω) R ( ω) 2 X 1 en pratique facile à implémenter si la ligne est dans le domaine LC (ou plus haut) exemple : PCI résistance série prendre en compte l impédance de sortie du driver qui peut changer selon le front (montant ou descendant) compromis temps de montée si charge capacitive : τ = 2. 2 Z C C

163 II.4.2 Terminaisons Propriétés courant nécessaire pendant la propagation du signal : ensuite : i = 0 puissance dissipée dans la résistance pour une répétition de front permettant un aller-retour complet : P moy = Tp V freq. 2 Z Z C pour une répétition plus fréquente (pire cas) : P max 2 V = 2 Z C C 2 i max V = 2

164 II.4.2 Terminaisons Terminaison en fin de ligne Z C R résistance en parallèle sur la charge, telle que Z L ( ω) = Z C ( ω) R2 = 0 T = 1 effet le signal se propage avec une amplitude maximale sur toute la ligne pas de réflexion en bout de ligne tension reçue = tension transmise

165 II.4.2 Terminaisons Propriétés signal transmis : G = A( ω) H ( ω) x ( 1+ R ( ω) ) A( ω) H X ( ω) 2 G = 2 1 R ( ω) H ( ω) R ( ω) 2 X 1 en pratique facile à implémenter si la ligne est une ligne LC (Zc réel) exemple : HSTL-I, HSTL-III, GTL élimine la première réflexion : diminue le bruit électrique et les radiations résistance parallèle si ligne a une impédance complexe, réseau complexe charge capacitive : à prendre en compte temps de montée Z C si charge capacitive : τ = 2.2 C 2 temps de montée deux fois plus rapide qu avec terminaison série (sur charge capacitive)

166 II.4.2 Terminaisons Mini quizz Temps de montée si charge capacitive : τ Z = 2.2 C C 2 Prouvez-le! à la main de façon plus rigoureuse

167 II.4.2 Terminaisons Propriétés courant nécessaire état bas : i = 0 V état haut : i =, en permanence! puissance dissipée ne dissipe que lorsqu on transmets un 1 pire cas : P max Z C V = Z C autant de 1 que de 0 : P 2 moy 2 V = 2 Z C

168 Z R LRZ= R II.4.2 Terminaisons Parallèle split Z C R H R L Z = R L H R L consommation équilibrée type de driver HCMOS : R H = R L, même courant état haut qu à l état bas TTL et HCT : R L > R H, courant débité plus petit que courant absorbé

169 II.4.2 Terminaisons Puissance dissipée exemple 1 : R H = R = 2 Z puissance totale dissipée : répartie entre R H et R L L C P max 2 V = 2 Z C 1 RH = ( 1 + α ) ZC, RL = 1 + ZC α 2 V puissance totale dissipée moyenne P moy varie de à ( 1+α ) ZC pire cas : l un des deux! exemple 2 : 2 V α Z C

170 II.4.2 Terminaisons Parallèle AC Z C R C RC grand devant la période du signal! R=Z C réduction de la consommation 2 Vcc signal balancé : P = 4 Z C signal fixe : P=0, mais au front d après : Vcc P = Z C 2

171 II.4.2 Terminaisons Précision des terminaisons les résistances présentent une impédance mixte résistance : R inductance parasite : Z tolérance : pour une précision accrue, terminer à la source ET à la charge ex: terminaison série ET parallèle amplitude transmise: moitié réflexions atténuées aux deux extrémités exemple : Z R2( ω) = Z résistance : 50 ohms, 1206 (1/8W) temps de montée du signal : 1ns inductance parasite : 1nH L = π impédance parasite : 3.14 ohms (6%) réflexion parasite : 3% L L T r ( ω) Z ( ω) + Z C C ( ω) ( ω)

172 II.4.2 Terminaisons Précision des terminaisons problème : variation de Z S entre état haut et état bas paramètre important : rapport des deux impédances solution : prendre une impédance minimisant les erreurs. c'est-à-dire? Exemple : Z S0 = 20, Z S1 = 200 quelle impédance moyenne prendre? l'impédance choisie donne une réflexion de 53% dans ligne 50 ohms. Après 5 aller-retour : 5% de résidu autre solution : choisir un driver avec impédance de sortie plus faible Exemple : Z S0 = 1, Z S1 = 10 en quoi cela améliore-t-il les choses?

173 II.5 Topologies Topologies temps de propagation non nul : l ordre des connexion a une importance! problème des terminaisons : multiples charges multiples drivers bidirectionnels topologies usuelles bifurcations daisy chain étoile

174 II.5.1 Topologies : cas particulier Charge capacitive en milieu de ligne Z C Z C impédance équivalente : Z C soit ligne terminée aux deux extrémités soit ligne plus longue que front montant C réflexion : R dérivateur 1 ( jω C ZC ω) = 2 + jω C Z réflexion totale pour fréquence suffisamment grande C transmission : T ( ω) = filtre passe-bas 1+ 1 jω C Z C 2 bilan : le tout se comporte comme un filtre passe-bas qui détériore les fronts remède possible : diminuer localement la capacité distribuée de la piste

175 II.5.1 Topologies : cas particulier Charge capacitive en milieu de ligne Z 0 Z 0 C estimation de l'amplitude du pulse réfléchi : V refl max V = Tr C Z 2 0 remède possible : diminuer localement la capacité distribuée de la piste de la même façon, une inductance parasite dans une ligne produit une réflexion d'amplitude : V refl max V = Tr L 2 Z 0

176 Z2 2 2R=2R= II.5.2 Topologies : bifurcation Bifurcation Z C? comment terminer cette topologie?

177 Z2 2 2R=2R= II.5.2 Topologies : bifurcation Bifurcation terminaison Zc à la source ET à la charge élimine toute les réflexions mais seul 1/3 du signal est transmis (le prouver) Z C? terminaison parallèle Zc à la charge n'élimine pas toutes les réflexions terminaison faible (2Z) à la charge meilleur, mais encore des réflexions diminuer la largeur des pistes par deux après la bifurcation et terminaison à la charge adaptée en conséquence si on en a la possibilité, ok mais il reste un léger overhoot, dû à la capacité parasite des charges

178 Z2 2 2R=2R= II.5.2 Topologies : bifurcation Bifurcation terminaison source multiple ne fonctionne que si les deux branches sont parfaitement équilibrées Z C? R 1 Z C R S R 1 R 1 = Z C 2 R S Z C

179 II.5.3 Topologies : daisy chain Daisy chain Z s bus mémoire (DIMM) Z 0 Z L front plus grand que distance entre les capacités modifie la capacité répartie de la ligne C Ceq = C + n l load ligne Z C = L C C + n l load ligne T p = L C C + n l load ligne impédance équivalente faible : difficulté à piloter le bus temps de propagation augmenté

180 II.5.3 Topologies : daisy chain (2) Recommandations garder les stubs les plus courts possibles espacer régulièrement les charges le dernier device sur le bus doit être la terminaison, pas une charge terminaison série non recommandée : pourquoi?

181 II.5.4 Topologies : étoile Étoile «problème de la terminaison milieu» lignes bidirectionnelles ZC ZC Z C Deux cas les charges demandent des fronts monotones exemple : bus d adresse non échantillonné pas de solution standard (à part réduire les fronts ) : simulation système est échantillonné exemple : bus data microprocesseur solution : réduction des temps de transition (fronts)

182 II.5.4 Topologies : étoile Réduction du temps de transition solution 1 : terminaison à chaque source dissipe peu de puissance amortit un peu le signal solution 2 : terminaisons sur chaque charge marche bien pour les étoiles parfaites réflections confinées au segment source-jonction solution 3 : résistance série à chaque jonction atténuation à chaque jonction mais supprime rapidement les oscillations exemple : trois résistance de Z C /3 : que se passe-t-il? solution 4 : résistance parallèle à la jonction souvent vu, c est un des mythes urbains de la SI résultat : abaisse l impédance du nœud, alors qu elle est déjà trop basse

183 II.7 Conclusion Conclusion on a généralement : Z S < Z C < Z L on peut alors ajuster la source ou la charge pour éliminer les réflexions si peu de changements d état : terminaison série source (consommation réduite) daisy chain : terminaison parallèle charge si pull up / pull down : les plus proches des charges (terminaisons parallèle) si étoile : attention à la perte de signal si Z S >Z C terminaison série source impossible éventuellement terminaison parallèle à la source terminaisons parallèle : compromis entre nombre de composants et consommation attention au crosstalk dans les réseaux de résistances de toutes façons, simuler les lignes!

184 III. Couplage (diaphonie, crosstalk) Rappels deux origines inductive capacitive (généralement négligeable devant le crosstalk inductif) une ligne doit avoir une impédance constante nécessité d un plan uniforme L étude portait sur des éléments localisés. Qu en est-il pour des lignes de transmission? écoulement des courants couplage entre lignes crosstalk proche / lointain

185 III.1.1 Écoulement des courants Écoulement du courant deux règles fondamentales le courant s écoule en boucle le courant suit le chemin de moindre impédance conséquences BF : moindre résistance HF : moindre inductance

186 III.1.2 Courants et slots Conséquence 1 : trous (slots) dans les plans cas les plus fréquents : séparation de plans passage temporaire de routage dans un plan espacement trop grands (connecteurs, vias, )

187 III.1.2 Courants et slots Conséquence 1 : trous (slots) dans les plans slots : augmentation de la surface des boucles de courant BOUCLES!!!

188 III.1.2 Courants et slots Conséquence 1 : trous (slots) dans les plans augmentation de l inductance propre des boucles L 5D ln D W ralentissement des fronts si longue ligne avec Z 0 des deux côtés : T si ligne courte, et charge capacitive : T L Z LC 0 W D augmentation du couplage entre ligne (inductance mutuelle) : ligne longue : V = V crosstalk L M T10 90 Z0 ligne courte pilotant une charge capacitive : V 1.52 C V = crosstalk L 2 M T10 90 Z0 V = I crosstalk L M T10 90

189 III.1.3 Courants et couplage Conséquence 2 : couplage inductif densité de courant (HF) sous une piste étalement : augmentation de l inductance resserrement : augmentation de la résistance distribution optimale entre les deux W H d ) ( + = H d H I d i π

190 III.1.3 Courants et couplage Conséquence 2 : couplage inductif influence sur les pistes adjacentes W H crosstalk 1 K D 1+ H 2 2 D crosstalk inductif : inversement proportionnel au carré de la distance entre deux pistes. sans plan de masse : maximum

191 III.1.3 Courants et couplage Conséquence 2 : couplage inductif influence sur les pistes adjacentes H 1 H 2 crosstalk K D H H 1 2 D H 1 B H 1A H 2 B H 2 A H i = H H ia ia H + H ib ib crosstalk K D H H 1 2 D

192 III.1.3 Courants et couplage Précision 1 : traces de gardes insertion d une piste de masse entre deux pistes critiques pour minimiser leur couplage peu d effet sur les circuits numériques habituels le plan est beaucoup plus proche des pistes critique que la piste de garde connectée à GND à chaque extrémité : diminue le couplage de moitié connectée à GND régulièrement : diminue encore le couplage de moitié en pratique, si l on a la place de mettre une piste de garde, le couplage est déjà négligeable. C est le plan de masse qui limite le couplage

193 III.1.3 Courants et couplage Précision 2 : plans et vias signal plan via via signal retour plan??? plan difficultés à prévoir pour le chemin de retour! solutions : si même plan : cloutage si plan différent : capacités de découplage

194 III.2 Crosstalk V (t)?? Principe suite de transformateurs (inductances mutuelles) / capacités (mutuelles) répartis couplage inductif et capacitif

195 III.2.1 Crosstalk inductif V (t) Couplage inductif couplage : V couplage avant : polarité opposée à celle du signal agresseur arrivent tous en même temps couplage arrière : L = L M di dt polarité identique à celle du signal agresseur répartis sur une période de 2 T p

196 III.2.2 Crosstalk capacitif V (t) Couplage capacitif couplage : V couplage avant : polarité identique à celle du signal agresseur arrivent tous en même temps couplage arrière : C = C M dv dt polarité identique à celle du signal agresseur répartis sur une période de 2 T p

197 III.2.3 Crosstalk total Crosstalk total résultant PCB avec plan de masse idéal (plein) stripline : inductif = capacitif avant : nul arrière : grand microstrip : inductif un peu plus grand que capacitif avant : presque nul arrière : grand PCB avec plan imparfait : inductif > capacitif avant : grand et négatif arrière : grand

198 III.2.3 Crosstalk total Amplitude et durée couplage avant : durée fixe amplitude proportionnelle à la longueur de lignes couplées couplage arrière : durée proportionnelle à la longueur de lignes couplées amplitude fixe (croit progressivement puis atteint un maximum)

199 III.2.3 Crosstalk : exemple Exemple A B A B C D C ici : driver à impédance très faible : R1 = -1 terminaison correcte en D : R2 = 0 que voit-on ici en D? D

200 III.3.1 Influence sur la propagation Jitter déterministe

201 III.3.1 Influence sur la propagation Jitter déterministe indépendant du temps de montée du couplage total (longueur) provient de la répartition des lignes de champs influence sur la constante diélectrique effective plus les lignes de champs sont dans l air, plus ε 0 effectif est petit, plus le signal se propage vite transitions dans le même sens transitions dans des sens opposés

= K 1+ jω ω 1 1+ jω ω 2 ω 2 = R 1 + R 2 = 6880 rad /s. avec : K =

= K 1+ jω ω 1 1+ jω ω 2 ω 2 = R 1 + R 2 = 6880 rad /s. avec : K = Exercice : réponse harmonique de circuits passifs d'ordre Déterminer la fonction de transfert H(j) U 2 /U et tracer les asymptotes des diagrammes de Bode des circuits ci-dessous.! 60 nf 0 kω 50 nf U U

Plus en détail

Recommandations générales de conception pour la conformité CEM

Recommandations générales de conception pour la conformité CEM Recommandations générales de conception pour la conformité CEM Par Paul Lee, Directeur De l Ingénierie, Murata Power Solutions Les réglementations de compatibilité électromagnétique (CEM) affectent de

Plus en détail

Séance No. 5 Découplages de circuits électroniques 1 novembre 2010 (CSYEI)

Séance No. 5 Découplages de circuits électroniques 1 novembre 2010 (CSYEI) Séance No. 5 Découplages de circuits électroniques 1 novembre 2010 (CSYEI) 1 Programme du jour 1. Découplage des IC 2. Choix des composants de découplage. 3. Règles de routage des PCB 4. Phénomène de diaphonie

Plus en détail

B31+B32 - Lignes. Ces grandeurs dépendent de la longueur l de la ligne : ce sont des grandeurs dites "réparties".

B31+B32 - Lignes. Ces grandeurs dépendent de la longueur l de la ligne : ce sont des grandeurs dites réparties. G. Pinson - Physique Appliquée Lignes B31+B32-TP / 1 B31+B32 - Lignes But : on veut transmettre des données numériques sous forme d'impulsions binaires dans une ligne, en veillant à minimiser les perturbations

Plus en détail

Propagation d ondes. Chapitre 1. 1.1 Ligne de transmission. 1.1.1 Types de lignes de transmission

Propagation d ondes. Chapitre 1. 1.1 Ligne de transmission. 1.1.1 Types de lignes de transmission Chapitre 1 Propagation d ondes Ce premier chapitre permet de réviser les concepts de base de la propagation d ondes. On verra en détails les concepts de ligne de transmission, un concept fondamental pour

Plus en détail

CEM dans les circuits électroniques

CEM dans les circuits électroniques Compatibilité électromagnétique Eté 2004 Notes de cours CEM dans les circuits électroniques F. Rachidi École Polytechnique Fédérale de Lausanne EPFL-DE-LRE CH-1015 Lausanne Farhad.Rachidi@epfl.ch - 1 -

Plus en détail

Electron S.R.L. Electron S.R.L. - MERLINO - MILAN ITALIE Tel (++ 39 02) 9065 9200 Fax 9065 9180 Web www.electron.it, e-mail electron@electron.

Electron S.R.L. Electron S.R.L. - MERLINO - MILAN ITALIE Tel (++ 39 02) 9065 9200 Fax 9065 9180 Web www.electron.it, e-mail electron@electron. Electron S.R.L. Design Production & Trading of Educational Equipment B4510 UNIITE DIIDACTIIQUE LIIGNE DE TRANSMIISSIION MANUEL D IINSTRUCTIIONS Electron S.R.L. - MERLINO - MILAN ITALIE Tel (++ 39 02) 9065

Plus en détail

1 Utilisation d un pont réflectomètre et d un analyseur de spectre à balayage

1 Utilisation d un pont réflectomètre et d un analyseur de spectre à balayage Caractérisation haute fréquences de composants passifs JULIEN FLAMANT julien.flamant@ens-cachan.fr SIMON SELLEM simon.sellem@ens-cachan.fr Motivation Le domaine des «hautes fréquences» est le domaine privilégié

Plus en détail

TECHNOLOGIE DE L OPTIQUE GUIDEE

TECHNOLOGIE DE L OPTIQUE GUIDEE REPUBLIQUE DU CAMEROUN Paix - Travail Patrie --------------------- UNIVERSITE DE YAOUNDE I ---------------------- ECOLE NATIONALE SUPERIEURE POLYTECHNIQUE ---------------------- REPUBLIC OF CAMEROUN Peace

Plus en détail

LES CARACTERISTIQUES DES SUPPORTS DE TRANSMISSION

LES CARACTERISTIQUES DES SUPPORTS DE TRANSMISSION LES CARACTERISTIQUES DES SUPPORTS DE TRANSMISSION LES CARACTERISTIQUES DES SUPPORTS DE TRANSMISSION ) Caractéristiques techniques des supports. L infrastructure d un réseau, la qualité de service offerte,

Plus en détail

Les chemins des perturbations ou couplage. département GEii-1

Les chemins des perturbations ou couplage. département GEii-1 Les chemins des perturbations ou couplage IUT-1 département GEii-1 Couplage par impédance commune. C'est un des modes de couplage le plus fréquent, qui intervient en basse ou en haute fréquence. Plusieurs

Plus en détail

CEM des cartes et des PCB (Print Card Board) Jean-Claude Boudenot (Thales Research & Technology)

CEM des cartes et des PCB (Print Card Board) Jean-Claude Boudenot (Thales Research & Technology) CEM des cartes et des PCB (Print Card Board) Jean-Claude Boudenot (Thales Research & Technology) Plan Les six types de couplage en CEM La CEM des cartes : problématique Règles de conception Diaphonie Alimentation

Plus en détail

Instrumentation électronique

Instrumentation électronique Instrumentation électronique Le cours d électrocinétique donne lieu à de nombreuses études expérimentales : tracé de caractéristiques statique et dynamique de dipôles, étude des régimes transitoire et

Plus en détail

ALIMENTATIONS A DECOUPAGE

ALIMENTATIONS A DECOUPAGE Polytech'Nice 4 ème Année T.P. d'electronique TP N 6 AIMENTATIONS A DECOUPAGE I. e mécanisme de régulation à découpage e but de cette manipulation est la compréhension du mécanisme de régulation par découpage.

Plus en détail

4 TP CCP régulièrement donné : Etude d un circuit RLC série

4 TP CCP régulièrement donné : Etude d un circuit RLC série Précision des appareils Appliquer une amplitude s 0 de 800 mv à l oscillo. Déterminer la précision à laquelle on connaît s 0. Est-ce suffisant? Rép L oscillo donne une amplitude qui bouge d environ 2 pour

Plus en détail

6.1 Instruments. 6.2 Introduction. L amplificateur opérationnel 1 L AMPLIFICATEUR OPÉRATIONNEL

6.1 Instruments. 6.2 Introduction. L amplificateur opérationnel 1 L AMPLIFICATEUR OPÉRATIONNEL L amplificateur opérationnel 1 L AMPLIFICATEUR OPÉRATIONNEL 6.1 Instruments Un amplificateur opérationnel de type 741. Un oscilloscope à double canon à électron. Un générateur de signaux Wavetek. Un générateur

Plus en détail

Circuits RL et RC. Chapitre 5. 5.1 Inductance

Circuits RL et RC. Chapitre 5. 5.1 Inductance Chapitre 5 Circuits RL et RC Ce chapitre présente les deux autres éléments linéaires des circuits électriques : l inductance et la capacitance. On verra le comportement de ces deux éléments, et ensuite

Plus en détail

Section : ELECTROTECHNIQUE ET ELECTRONIQUE MARITIMES EPREUVE N 1 CULTURE DISCIPLINAIRE. (Durée : 5 heures ; Coefficient : 2)

Section : ELECTROTECHNIQUE ET ELECTRONIQUE MARITIMES EPREUVE N 1 CULTURE DISCIPLINAIRE. (Durée : 5 heures ; Coefficient : 2) CONCOURS DE RECRUTEMENT DE PROFESSEURS DE LYCEE PROFESSIONNEL AGRICOLE Enseignement Maritime SESSION 2015 Concours : EXTERNE Section : ELECTROTECHNIQUE ET ELECTRONIQUE MARITIMES EPREUVE N 1 CULTURE DISCIPLINAIRE

Plus en détail

Sonde détectrice HF.

Sonde détectrice HF. Sonde détectrice HF. Une sonde détectrice HF permet de convertir un multimètre classique en voltmètre HF. On l utilise essentiellement pour effectuer des mesures relatives de signaux haute fréquence mais

Plus en détail

Les composants réels. département GEii-1 Electrotechnique, Electronique de puissance

Les composants réels. département GEii-1 Electrotechnique, Electronique de puissance Les composants réels IUT-1 département GEii-1 Electrotechnique, Electronique de puissance Généralités Les phénomènes CEM sont dus a des éléments «parasites» Capacité entre 2 pistes, piste châssis, Aux

Plus en détail

TRANSISTOR BIPOLAIRE

TRANSISTOR BIPOLAIRE I Introduction I.1 Constitution Le transistor bipolaire est réalisé dans un monocristal comportant trois zones de dopage différentes. n p n collecteur base émetteur n C On reconnaît deux jonctions PN p

Plus en détail

Conversion électronique statique

Conversion électronique statique Conversion électronique statique Sommaire I) Généralités.2 A. Intérêts de la conversion électronique de puissance 2 B. Sources idéales.3 C. Composants électroniques..5 II) III) Hacheurs..7 A. Hacheur série

Plus en détail

CALCUL ET APPLICATIONS DES LIGNES MICROSTRIP

CALCUL ET APPLICATIONS DES LIGNES MICROSTRIP CALCUL ET APPLICATIONS DES LIGNES MICROSTRIP Joël Redoutey - F6CSX Une ligne microstrip est constituée d'un ruban conducteur placé sur une face d'un matériau diélectrique dont l'autre face constitue un

Plus en détail

Travaux pratiques d électronique, première séance. Circuits passifs. S. Orsi, A. Miucci 22 septembre 2014

Travaux pratiques d électronique, première séance. Circuits passifs. S. Orsi, A. Miucci 22 septembre 2014 Travaux pratiques d électronique, première séance Circuits passifs S. Orsi, A. Miucci 22 septembre 2014 1 Révision 1. Explorez le protoboard avec le voltmètre. Faites un schéma des connexions. 2. Calibrez

Plus en détail

Concours d entrée en Ingénierie, 2012

Concours d entrée en Ingénierie, 2012 Concours d entrée en Ingénierie, 2012 Nom : Prénom : Test des connaissances professionnelles en électricité-électronique TCP-E Durée : 3 heures 1. Cocher la réponse exacte 1 En continu, une capacité se

Plus en détail

Module : propagation sur les lignes

Module : propagation sur les lignes BS2EL - Physique appliquée Module : propagation sur les lignes Diaporama : la propagation sur les lignes Résumé de cours 1- Les supports de la propagation guidée : la ligne 2- Modèle électrique d une ligne

Plus en détail

INSTITUT NATIONAL DES SCIENCES APPLIQUEES DE TOULOUSE. 5 ème Année ESE. Règles de conception faible émission rayonnée pour les circuits imprimés

INSTITUT NATIONAL DES SCIENCES APPLIQUEES DE TOULOUSE. 5 ème Année ESE. Règles de conception faible émission rayonnée pour les circuits imprimés INSTITUT NATIONAL DES SCIENCES APPLIQUEES DE TOULOUSE 5 ème Année ESE Règles de conception faible émission rayonnée pour les circuits imprimés alexandre.boyer@insa-toulouse.fr http://www.alexandre-boyer.fr

Plus en détail

TP Modulation Démodulation BPSK

TP Modulation Démodulation BPSK I- INTRODUCTION : TP Modulation Démodulation BPSK La modulation BPSK est une modulation de phase (Phase Shift Keying = saut discret de phase) par signal numérique binaire (Binary). La phase d une porteuse

Plus en détail

Cours d électricité. Dipôles simples en régime alternatif. Mathieu Bardoux. 1 re année: 2011-2012

Cours d électricité. Dipôles simples en régime alternatif. Mathieu Bardoux. 1 re année: 2011-2012 Cours d électricité Dipôles simples en régime alternatif Mathieu Bardoux mathieu.bardoux@univ-littoral.fr IUT Saint-Omer / Dunkerque Département Génie Thermique et Énergie 1 re année: 2011-2012 Plan du

Plus en détail

OSCILLOSCOPES Numériques

OSCILLOSCOPES Numériques OSCILLOSCOPES Numériques La partie pratique de ce TP, effectuée en salle de TP, sera divisée en trois parties. Les deux premières parties sont consacrées respectivement au couplage et à la synchronisation

Plus en détail

Expériences avec un oscilloscope numérique

Expériences avec un oscilloscope numérique Expériences avec un oscilloscope numérique Pratiques Expériences Certaines figures et textes sont tirés de l excellent DICTIONNAIRE de PHYSIQUE EXPERIMENTALE, tome4, L électricité, Jean-Marie Donnini,

Plus en détail

TP filtres électriques

TP filtres électriques P filtres électriques Objectif : Étudier les caractéristiques de gain et de phase de quelques filtres classiques 1 Introduction oute cette partie est informative : la non compréhension de certains paragraphes

Plus en détail

RESEAUX. Supports de transmission Câble coaxial. Supports de transmission Fibre optique. Supports de transmission. Supports de transmission

RESEAUX. Supports de transmission Câble coaxial. Supports de transmission Fibre optique. Supports de transmission. Supports de transmission RESEAUX Câble coaxial Cœur de cuivre Isolant Tresse conductrice Gaine protectrice isolante Bonne résistance aux bruits Support encombrant. Télévision et téléphone. 1 Base 2 (1MHz sur 2m) 1 Base 5 (1MHz

Plus en détail

INTRODUCTION 1 - DESCRIPTIF ET THEORIE. T.P. d'electronique 3 ème année. 1.1 - Généralités sur les réflectomètres

INTRODUCTION 1 - DESCRIPTIF ET THEORIE. T.P. d'electronique 3 ème année. 1.1 - Généralités sur les réflectomètres T.P. d'electronique 3 ème année REFLECTOMETRIE INTRODUCTION Ce TP a pour but la compréhension des mécanismes généraux de transport à l'intérieur des lignes de transmission. A partir d'une approche théorique

Plus en détail

Propagation guidée sur les lignes. Physique appliquée

Propagation guidée sur les lignes. Physique appliquée Physique appliquée Propagation guidée sur les lignes Sommaire 1- Propagation libre et guidée - Les structures de guidage 3- La ligne bifilaire 4- Le câble coaxial 5- La ligne imprimée 6- Le guide d onde

Plus en détail

TP 2. Circuits réactifs

TP 2. Circuits réactifs TP 2. ircuits réactifs Par Dimitri galayko Unité d enseignement Élec-info pour master ASI à l UPM Octobre-décembre 2005 Lors de ce TP nous étudierons en pratique les phénomènes transitoires dans les circuits

Plus en détail

Sondes flexibles pour courant AC

Sondes flexibles pour courant AC Sondes flexibles pour courant AC Utilisant le principe de la Bobine de Rogowski, les capteurs MiniFLEX sont des capteurs souples qui offrent une grande dynamique pour la mesure des intensités alternatives

Plus en détail

Traitement numérique du signal

Traitement numérique du signal Nº 754 BULLETIN DE L UNION DES PHYSICIENS 707 Traitement numérique du signal par J. ESQUIEU Lycée de Brive 1. TRAITEMENT Le traitement numérique du signal consiste à agir sur le signal à partir d échantillons

Plus en détail

ANALYSE MULTI CAPTEUR DE SIGNAUX TRANSITOIRES ISSUS DES SYSTEMES ELECTRIQUES

ANALYSE MULTI CAPTEUR DE SIGNAUX TRANSITOIRES ISSUS DES SYSTEMES ELECTRIQUES ANALYSE MULTI CAPTEUR DE SIGNAUX TRANSITOIRES ISSUS DES SYSTEMES ELECTRIQUES Bertrand GOTTIN Directeurs de thèse: Cornel IOANA et Jocelyn CHANUSSOT 03 Septembre 2010 Problématique liée aux Transitoires

Plus en détail

Chapitre 1 Régime transitoire dans les systèmes physiques

Chapitre 1 Régime transitoire dans les systèmes physiques Chapitre 1 Régime transitoire dans les systèmes physiques Savoir-faire théoriques (T) : Écrire l équation différentielle associée à un système physique ; Faire apparaître la constante de temps ; Tracer

Plus en détail

TP n 9 : transmission d'un signal en bande de base à l'aide d'une fibre optique.

TP n 9 : transmission d'un signal en bande de base à l'aide d'une fibre optique. TP n 9 : transmission d'un signal en bande de base à l'aide d'une fibre optique. But du TP : le but de ce neuvième TP de seconde année est l'étude d'une chaîne de transmission utilisant une fibre optique.

Plus en détail

Circuits intégrés micro-ondes

Circuits intégrés micro-ondes Chapitre 7 Circuits intégrés micro-ondes Ce chapitre sert d introduction aux circuits intégrés micro-ondes. On y présentera les éléments de base (résistance, capacitance, inductance), ainsi que les transistors

Plus en détail

Module : filtrage analogique

Module : filtrage analogique BSEL - Physique appliquée Module : filtrage analogique Diaporama : aucun ésumé de cours - Les différents types de filtres - Transmittance en z d un filtre numérique 3- Algorithme de calcul de y n 4- Stabilité

Plus en détail

Cours d électricité. Circuits électriques en courant constant. Mathieu Bardoux. 1 re année

Cours d électricité. Circuits électriques en courant constant. Mathieu Bardoux. 1 re année Cours d électricité Circuits électriques en courant constant Mathieu Bardoux mathieu.bardoux@univ-littoral.fr IUT Saint-Omer / Dunkerque Département Génie Thermique et Énergie 1 re année Objectifs du chapitre

Plus en détail

Modélisation électrique

Modélisation électrique Institut National des Sciences Appliquées de Toulouse Rapport de TP Modélisation électrique de la commande de charge dans l automobile Simon Bouvot Alexis Ferte

Plus en détail

G.P. DNS05 Octobre 2012

G.P. DNS05 Octobre 2012 DNS Sujet Impédance d'une ligne électrique...1 I.Préliminaires...1 II.Champ électromagnétique dans une ligne électrique à rubans...2 III.Modélisation par une ligne à constantes réparties...3 IV.Réalisation

Plus en détail

1ère partie : AOP en régime de fonctionnement linéaire. On utilise un AOP à grande impédance d'entrée TL082 alimenté sous ± 12V.

1ère partie : AOP en régime de fonctionnement linéaire. On utilise un AOP à grande impédance d'entrée TL082 alimenté sous ± 12V. G. Pinson - Physique Appliquée Fonction amplification A1-TP / 1 A1 - Fonction amplification 1ère partie : AOP en régime de fonctionnement linéaire On utilise un AOP à grande impédance d'entrée TL08 alimenté

Plus en détail

Série 7 : circuits en R.S.F.

Série 7 : circuits en R.S.F. Série 7 : circuits en R.S.F. 1 Documents du chapitre Action d un circuit du 1er ordre sur un échelon de tension et sur une entrée sinusoïdale : Déphasage de grandeurs sinusoïdales et représentation de

Plus en détail

PRISE EN MAIN D UN OSCILLOSCOPE ANALOGIQUE OU NUMÉRIQUE. I : Principes généraux des oscilloscopes analogiques et numériques.

PRISE EN MAIN D UN OSCILLOSCOPE ANALOGIQUE OU NUMÉRIQUE. I : Principes généraux des oscilloscopes analogiques et numériques. PRISE EN MAIN D UN OSCILLOSCOPE ANALOGIQUE OU NUMÉRIQUE. L oscilloscope est l «œil» de l électronicien et permet de nombreuses mesures sur le ou les signaux étudiés : forme, contenu (composante continue,

Plus en détail

TP 1 : sources électriques

TP 1 : sources électriques Objectif : étudier différents dipôles actifs linéaires ou non linéaires. Les mots générateur et source seront considérés comme des synonymes 1 Source dipolaire linéaire 1.1 Méthode de mesure de la demie-tension

Plus en détail

Phase Locked Loop (boucle à verrouillage de phase) f ref Φ. f out

Phase Locked Loop (boucle à verrouillage de phase) f ref Φ. f out Phase Locked Loop (boucle à verrouillage de phase) f ref Φ f out N - Principe 2 - Principaux comparateurs de phase 3 - Différents types 3-: PLL du 2 nd ordre - type 3-2: PLL avec pompe de charge - 3 ème

Plus en détail

U c U n U 3 I 3. Hacheur

U c U n U 3 I 3. Hacheur G. Pinson - Physique Appliquée Alimentation à découpage 2-TP / 1 2 - ALIMENTATION À DÉOUPAGE Sécurité : manipulation réalisée en TBTS. Principe : générateur de tension (U ) réglable (par ) et régulée,

Plus en détail

Chapitre 2 : communications numériques.

Chapitre 2 : communications numériques. Chapitre 2 : communications numériques. 1) généralités sur les communications numériques. A) production d'un signal numérique : transformation d'un signal analogique en une suite d'éléments binaires notés

Plus en détail

Diaphonie. Etude de cas : Etude du couplage entre 2 lignes micro ruban. Cyrille Gautier Patricia Grassin

Diaphonie. Etude de cas : Etude du couplage entre 2 lignes micro ruban. Cyrille Gautier Patricia Grassin Diaphonie Etude de cas : Etude du couplage entre 2 lignes micro ruban Cyrille Gautier Patricia Grassin Objectifs : Plan de l étude 1. Mettre en évidence les phénomènes de couplage entre pistes 2. Description

Plus en détail

Filtrage - Intégration - Redressement - Lissage

Filtrage - Intégration - Redressement - Lissage PCSI - Stanislas - Electrocinétique - TP N 3 - Filtrage - Intégration - Redressement - Lissage Filtrage - Intégration - Redressement - Lissage Prenez en note tout élément pouvant figurer dans un compte-rendu

Plus en détail

Séance de TP n 3 : L amplificateur opérationnel (AOp)

Séance de TP n 3 : L amplificateur opérationnel (AOp) LSM 2 - Mesures physiques - Instrumentation Séance de TP n 3 : L amplificateur opérationnel (AOp) Les circuits étudiés jusqu'ici sont des circuits passifs constitués de résistances, condensateurs inductances

Plus en détail

Fiches Générateur Basses Fréquences

Fiches Générateur Basses Fréquences Fiches Générateur Basses Fréquences Note : Cet ensemble de fiches a été réalisé autour du Générateur de fonctions Centrad GF467AF. Il dispose d un grand nombre de fonctionnalités que l on peut retrouver

Plus en détail

ELEC2753 Electrotechnique examen du 11/06/2012

ELEC2753 Electrotechnique examen du 11/06/2012 ELEC2753 Electrotechnique examen du 11/06/2012 Pour faciliter la correction et la surveillance, merci de répondre aux 3 questions sur des feuilles différentes et d'écrire immédiatement votre nom sur toutes

Plus en détail

Orientation Infotronic s. Diplôme 2009. ffiæs"s ffiffiffi'êe. Rte du Rav;yl 47-19SO Sion 2. antennafur GPS and Bluetooth applications.

Orientation Infotronic s. Diplôme 2009. ffiæss ffiffiffi'êe. Rte du Rav;yl 47-19SO Sion 2. antennafur GPS and Bluetooth applications. aaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaa - /l/l \r^l ^lc aaaaaaaaaaaaaaaaaaataaaaaaaa!ataaaaaaaaaaaoaaaaaaaaaaaa...o..oo...o... A G,.

Plus en détail

Travaux Pratiques d'hyperfréquence

Travaux Pratiques d'hyperfréquence Travaux Pratiques d'hyperfréquence GLEE604 Sommaire : 1 Ligne en régime impulsionnel 2 Ligne en régime harmonique : étude en fonction de la fréquence 3 Ligne en régime harmonique : étude en fonction de

Plus en détail

L'apport de la simulation numérique 3D pour la CEM : méthodologie & perspectives. Benoît MARTIN Dept. Formation & Ingénierie be.martin@emitech.

L'apport de la simulation numérique 3D pour la CEM : méthodologie & perspectives. Benoît MARTIN Dept. Formation & Ingénierie be.martin@emitech. L'apport de la simulation numérique 3D pour la CEM : méthodologie & perspectives Benoît MARTIN Dept. Formation & Ingénierie be.martin@emitech.fr Cycle en V de développement d un produit Couts Délais Qualité

Plus en détail

Filtres passe-bas. On utilise les filtres passe-bas pour réduire l amplitude des composantes de fréquences supérieures à la celle de la coupure.

Filtres passe-bas. On utilise les filtres passe-bas pour réduire l amplitude des composantes de fréquences supérieures à la celle de la coupure. Filtres passe-bas Ce court document expose les principes des filtres passe-bas, leurs caractéristiques en fréquence et leurs principales topologies. Les éléments de contenu sont : Définition du filtre

Plus en détail

Clemenceau. Présentation de l AOP. Lycée. PCSI 1 - Physique. Lycée Clemenceau. PCSI 1 (O.Granier)

Clemenceau. Présentation de l AOP. Lycée. PCSI 1 - Physique. Lycée Clemenceau. PCSI 1 (O.Granier) Lycée Clemenceau PCSI 1 (O.Granier) Présentation de l AOP Liens vers : TP-Cours AOP n 1 TP-Cours AOP n 2 TP-Cours AOP n 3 I Présentation et propriétés de l AOP : 1 Description de l AOP : Aspects historiques

Plus en détail

ÉTUDE D UN ASSERVISSEMENT DE NIVEAU

ÉTUDE D UN ASSERVISSEMENT DE NIVEAU Session 2013 BREVET de TECHNICIEN SUPÉRIEUR CONTRÔLE INDUSTRIEL ET RÉGULATION AUTOMATIQUE E3 Sciences Physiques U-32 PHYSIQUE APPLIQUÉE Durée : 2 heures Coefficient : 2,5 Matériel autorisé : - Toutes les

Plus en détail

Transmission de données. A) Principaux éléments intervenant dans la transmission

Transmission de données. A) Principaux éléments intervenant dans la transmission Page 1 / 7 A) Principaux éléments intervenant dans la transmission A.1 Equipement voisins Ordinateur ou terminal Ordinateur ou terminal Canal de transmission ETTD ETTD ETTD : Equipement Terminal de Traitement

Plus en détail

La Photodiode : du composant au capteur optique

La Photodiode : du composant au capteur optique La Photodiode : du composant au capteur optique Electronique pour le traitement de l information Travaux Pratiques Denis Brac & Eric Magnan G3B11 Nous attestons que ce travail est original, que nous citons

Plus en détail

Machines synchrones. Gérard-André CAPOLINO. Machines synchrones

Machines synchrones. Gérard-André CAPOLINO. Machines synchrones Gérard-ndré CPOLINO 1 Machine à pôles lisses Concept (machine à 2 pôles) Le stator est un circuit magnétique circulaire encoché Un bobinage triphasé est placé dans les encoches Le rotor est également un

Plus en détail

G.P. DNS02 Septembre 2012. Réfraction...1 I.Préliminaires...1 II.Première partie...1 III.Deuxième partie...3. Réfraction

G.P. DNS02 Septembre 2012. Réfraction...1 I.Préliminaires...1 II.Première partie...1 III.Deuxième partie...3. Réfraction DNS Sujet Réfraction...1 I.Préliminaires...1 II.Première partie...1 III.Deuxième partie...3 Réfraction I. Préliminaires 1. Rappeler la valeur et l'unité de la perméabilité magnétique du vide µ 0. Donner

Plus en détail

BANQUE D ÉPREUVES DUT-BTS -SESSION 2015- É P R E U V E D ÉLECTRICITE - ÉLECTRONIQUE CODE ÉPREUVE : 968. Calculatrice et Objets communicants interdits

BANQUE D ÉPREUVES DUT-BTS -SESSION 2015- É P R E U V E D ÉLECTRICITE - ÉLECTRONIQUE CODE ÉPREUVE : 968. Calculatrice et Objets communicants interdits BANQUE D ÉPREUVES DUT-BTS -SESSION 2015- É P R E U V E D ÉLECTRICITE - ÉLECTRONIQUE CODE ÉPREUVE : 968 Calculatrice et Objets communicants interdits Les valeurs numériques seront considérées justes à 10

Plus en détail

Module STOM : Examen du 28 mai 2003

Module STOM : Examen du 28 mai 2003 Module STM : Examen du 8 mai 3 Durée : 3 heures. Aucun document n'est autorisé. Les réponses aux questions doivent toujours être justifiées. Les parties A et B doivent être rendues sur des copies séparées.

Plus en détail

Le rôle du capteur dans les systèmes de mesure

Le rôle du capteur dans les systèmes de mesure MECA2755 Automatisation Industrielle Le rôle du capteur dans les systèmes de mesure H. BUYSE 2004 - Université catholique de Louvain Le rôle du capteur dans les systèmes de mesure Grandeur Physique capteur

Plus en détail

Echantillonnage MP* 14/15

Echantillonnage MP* 14/15 Echantillonnage MP* 14/15 1. Principe de l oscilloscope numérique L oscilloscope numérique est principalement constitué d un amplificateur analogique (sur chaque voie), d un convertisseur analogique-numérique

Plus en détail

Routage Grande Vitesse des Cartes Electroniques

Routage Grande Vitesse des Cartes Electroniques Routage Grande Vitesse des Cartes Electroniques Roberto Reyna 1, aniela ragomirescu 2,3 1-Freescale Toulouse 2 - Université de Toulouse : INSA Toulouse, 135 Av. de Rangueil Toulouse cedex 4 3-LAAS-CNRS

Plus en détail

XIII. ANALYSE DES FONCTIONS DE TRANSFERT EN REGIME HARMONIQUE LE DIAGRAMMME DE BODE

XIII. ANALYSE DES FONCTIONS DE TRANSFERT EN REGIME HARMONIQUE LE DIAGRAMMME DE BODE XIII. ANALYSE DES FONCTIONS DE TRANSFERT EN REGIME HARMONIQUE LE DIAGRAMMME DE BODE A. ANALYSE D'UNE FONCTION DE TRANSFERT Forme canonique ; Exemple ; Limites ; Fréquence de Coupure ; Bande Passante ;

Plus en détail

Cours CEM Formation FEE 2008-2009. Bonjour! BsrCEM120040420.ppt

Cours CEM Formation FEE 2008-2009. Bonjour! BsrCEM120040420.ppt Bonjour! 1 Au programme aujourd hui Terres et masses Terre définitions, raccordement d installations à la terre Masse définitions, raccordements de masse 2 Définitions pour éviter les confusions Terre

Plus en détail

Prospection EM - source locale

Prospection EM - source locale Chapitre 10 Prospection EM - source locale 10.1 Modèle générique de prospection EM On peut présenter les choses à partir d un modèle générique valable pour toutes les méthodes. Figure 10.1: Modèle générique

Plus en détail

LP25. Traitement analogique d un signal électrique. Étude spectrale. Exemples et applications.

LP25. Traitement analogique d un signal électrique. Étude spectrale. Exemples et applications. LP5. Traitement analogique d un signal électrique. Étude spectrale. Exemples et applications. Antoine Bérut, David Lopes Cardozo Bibliographie Physique tout en 1 première année, M.-N. Sanz, DUNOD Électronique

Plus en détail

ÉLECTRICITÉ 1/5. En rotation : W = M.q. M = F.r. P = W t. eo. Q S W = VAB. Q VA - VB AB. I = Q t W = U. Q. P = U. I I : intensité ( ampère )

ÉLECTRICITÉ 1/5. En rotation : W = M.q. M = F.r. P = W t. eo. Q S W = VAB. Q VA - VB AB. I = Q t W = U. Q. P = U. I I : intensité ( ampère ) ÉLECTRICITÉ / Travail ( W ) en joule En translation : W = F.d Puissance mécanique ( P ) en watt Champ électrique uniforme ( e ) en volt/mètre Travail de la force électrique ( W ) en joule Champ et potentiel

Plus en détail

Chapitre 8. Transformateur. 8.1 Introduction

Chapitre 8. Transformateur. 8.1 Introduction Chapitre 8 Transformateur 8.1 Introduction Le transformateur permet de transférer de l énergie (sous forme alternative) d une source à une charge, tout en modifiant la valeur de la tension. La tension

Plus en détail

Principes fondamentaux des oscilloscopes. Pour les élèves-ingénieurs et étudiants en physique de premier cycle

Principes fondamentaux des oscilloscopes. Pour les élèves-ingénieurs et étudiants en physique de premier cycle Principes fondamentaux des oscilloscopes Pour les élèves-ingénieurs et étudiants en physique de premier cycle Programme Présentation de l oscilloscope Principes de sondage (modèle basse fréquence) Réalisation

Plus en détail

TABLE DES MATIERES. PREAMBULE : Objectif et Motivations. CHAPITRE I : Cinématique du point matériel

TABLE DES MATIERES. PREAMBULE : Objectif et Motivations. CHAPITRE I : Cinématique du point matériel TABLE DES MATIERES I PREAMBULE : Objectif et Motivations CHAPITRE I : Cinématique du point matériel I.1 : Introduction I.2 : Cinématique à 1 dimension I.2.1 : Repérage du mobile I.2.2 : La vitesse moyenne

Plus en détail

Compatibilité Électromagnétique

Compatibilité Électromagnétique Compatibilité Électromagnétique notions générales et applications à l électronique de puissance Ir. Stéphane COETS 18 mai 2005 Journée d étude en Électronique de Puissance 1 Plan de l exposé La Compatibilité

Plus en détail

Chapitre 7. Circuits Magnétiques et Inductance. 7.1 Introduction. 7.1.1 Production d un champ magnétique

Chapitre 7. Circuits Magnétiques et Inductance. 7.1 Introduction. 7.1.1 Production d un champ magnétique Chapitre 7 Circuits Magnétiques et Inductance 7.1 Introduction 7.1.1 Production d un champ magnétique Si on considère un conducteur cylindrique droit dans lequel circule un courant I (figure 7.1). Ce courant

Plus en détail

Contribution à la conception par la simulation en électronique de puissance : application à l onduleur basse tension

Contribution à la conception par la simulation en électronique de puissance : application à l onduleur basse tension Contribution à la conception par la simulation en électronique de puissance : application à l onduleur basse tension Cyril BUTTAY CEGELY VALEO 30 novembre 2004 Cyril BUTTAY Contribution à la conception

Plus en détail

Cours de radioamateur en vue de l'obtention de la licence complète (HAREC +) Les composants

Cours de radioamateur en vue de l'obtention de la licence complète (HAREC +) Les composants Les composants 7. Autres dispositifs semi-conducteurs 7.1. Introduction Bien que le programme HAREC ne prévoie pas ce connaître les matières suivantes, nous pensons qu'il est très important d'étudier les

Plus en détail

Devoir de Sciences Physiques n 1 pour le 09-09-2015

Devoir de Sciences Physiques n 1 pour le 09-09-2015 1 DM1 Sciences Physiques MP 20152016 Devoir de Sciences Physiques n 1 pour le 09092015 Problème n o 1 Capteurs de proximité E3A PSI 2013 Les capteurs de proximité sont caractérisés par l absence de liaison

Plus en détail

Département de physique

Département de physique Département de physique Etude de la densité spectrale de puissance du bruit thermique dans une résistance Travail expérimental et rédaction du document : Jean-Baptiste Desmoulins (P.R.A.G.) mail : desmouli@physique.ens-cachan.fr

Plus en détail

Analyse des diagrammes de Bode d'un filtre passe-bande:

Analyse des diagrammes de Bode d'un filtre passe-bande: TD N 3: Filtrage, fonction de transfert et diagrammes de Bode. M1107 : Initiation à la mesure du signal Le but de ce TD est de vous permettre d'appréhender les notions indispensables à la compréhension

Plus en détail

Le moteur asynchrone triphasé

Le moteur asynchrone triphasé Cours d Electricité 2 Électrotechnique Le moteur asynchrone triphasé I.U.T Mesures Physiques Université Montpellier 2 Année universitaire 2008-2009 Table des matières 1 Définition et description 2 2 Principe

Plus en détail

BREVET DE TECHNICIEN SUPÉRIEUR ÉLECTRONIQUE SESSION 2002. E p r e u v e : P H Y S I Q U E A P P L I Q U É E

BREVET DE TECHNICIEN SUPÉRIEUR ÉLECTRONIQUE SESSION 2002. E p r e u v e : P H Y S I Q U E A P P L I Q U É E BREVET DE TECHNICIEN SUPÉRIEUR ÉLECTRONIQUE SESSION 2002 Calculatrice à fonctionnement autonome autorisée (circulaire 99-186 du 16.11.99) E p r e u v e : P H Y S I Q U E P P L I Q U É E Durée : 4 heures

Plus en détail

POLY-PREPAS Centre de Préparation aux Concours Paramédicaux. - Section Orthoptiste / stage i-prépa intensif -

POLY-PREPAS Centre de Préparation aux Concours Paramédicaux. - Section Orthoptiste / stage i-prépa intensif - POLY-PREPAS Centre de Préparation aux Concours Paramédicaux - Section Orthoptiste / stage i-prépa intensif - 1 Chapitre 10 : Condensateur et circuit RC I. Notions de base en électricité : a) Courant électrique

Plus en détail

GELE5222 Chapitre 9 : Antennes microruban

GELE5222 Chapitre 9 : Antennes microruban GELE5222 Chapitre 9 : Antennes microruban Gabriel Cormier, Ph.D., ing. Université de Moncton Hiver 2012 Gabriel Cormier (UdeM) GELE5222 Chapitre 9 Hiver 2012 1 / 51 Introduction Gabriel Cormier (UdeM)

Plus en détail

Physique Transmission et stockage de l information Chap.22

Physique Transmission et stockage de l information Chap.22 TS Thème : Agir Activités Physique Transmission et stockage de l information Chap.22 I. Transmission de l information 1. Procédés physique de transmission Une chaîne de transmission peut se schématiser

Plus en détail

Circuits imprimés (2ème partie)

Circuits imprimés (2ème partie) Circuits imprimés (2ème partie) Conception Fabrication CEM Jean Claude GRAPIN - LE2I- 2008 1 rappels Ce qui est des CI l est également des Asics (Rapport d échelle ) Longueurs largeurs épaisseurs surfaces

Plus en détail

f m 280 Hz 0,30x1,0.10

f m 280 Hz 0,30x1,0.10 CORRECTION DU TP PHYSIQUE N 12 SPECIALITE TS 1/5 LA RECEPTION RADIO Correction du TP de physique N 12 La réception radio Activité préparatoire Les stations radios : nécessité d un dispositif récepteur

Plus en détail

TP N 1 MODULATION D AMPLITUDE DEMODULATION D AMPLITUDE

TP N 1 MODULATION D AMPLITUDE DEMODULATION D AMPLITUDE Polytech'Nice, Dép. Elec 4ème année T.P. d'electronique TP N 1 MODULATION D AMPLITUDE DEMODULATION D AMPLITUDE GENERALITES SUR LA MODULATION Les ondes électromagnétiques de fréquence élevée ont la propriété

Plus en détail

Automatisation d une scie à ruban

Automatisation d une scie à ruban Automatisation d une scie à ruban La machine étudiée est une scie à ruban destinée à couper des matériaux isolants pour leur conditionnement (voir annexe 1) La scie à lame verticale (axe z ), et à tête

Plus en détail

T.P. n 11. polytech-instrumentation.fr 0,15 TTC /min à partir d un poste fixe

T.P. n 11. polytech-instrumentation.fr 0,15 TTC /min à partir d un poste fixe T.P. n 11 polytech-instrumentation.fr 0 825 563 563 0,15 TTC /min à partir d un poste fixe Utilisation de l oscilloscope à mémoire numérique I. Introduction Avec un oscilloscope numérique, le signal étudié

Plus en détail

Le logiciel du MSA pas à pas Analyseur de réseaux vectoriel, mode transmission 18/12/09

Le logiciel du MSA pas à pas Analyseur de réseaux vectoriel, mode transmission 18/12/09 Le logiciel du MSA pas à pas Analyseur de réseaux vectoriel, mode transmission 18/12/09 Ce document est destiné à vous familiariser avec les fonctions de base du MSA et de son logiciel, fonctionnant en

Plus en détail