THESE L UNIVERSITE BORDEAUX I. Pierre-Marie MANS

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1 N d ordre : 3661 THESE Présentée et soutenue publiquement le 13 novembre à L UNIVERSITE BORDEAUX I ECOLE DOCTORALE DES SCIENCES PHYSIQUES ET DE L INGENIEUR par Pierre-Marie MANS POUR OBTENIR LE GRADE DE DOCTEUR SPECIALITE : ELECTRONIQUE Optimisation de transistors bipolaires à hétérojonctions Si/SiGe:C en technologie BiCMOS 0.25 µm pour les applications d amplification de puissance JURY : M. Eric KERHERVE, Professeur ENSEIRB, IMS Président M. Gilbert VINCENT, Professeur Université J. Fourier, LTM Rapporteur M. André SCAVENNEC, Docteur Alcatel-Thales, III-V Lab Rapporteur M. Sébastien JOUAN, Docteur STMicroelectronics Examinateur Mme Cristell MANEUX, HDR Université Bordeaux I, IMS Examinateur M. Thomas ZIMMER, Professeur Université Bordeaux I, IMS Examinateur M. Denis PACHE, Docteur STMicroelectronics Invité Thèse préparée à STMicroelectronics, 850 rue Jean Monnet, F Crolles Cedex

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3 Remerciements Cette thèse est le fruit d une collaboration entre STMicroelectronics (Crolles) et le laboratoire IMS, laboratoire de l'intégration du Matériau au Système de l Université de Bordeaux. A ce titre, je remercie Monsieur Pascal Fouillat, Directeur de l IMS, ainsi que Monsieur Michel Le Contellec, Responsable du service «Process Integration» à STMicroelectronics, de m avoir accueilli dans leurs équipes. Je remercie tout d abord Sébastien Jouan pour l encadrement industriel apporté à cette thèse, la confiance et la liberté dans la réalisation des différents projets. Je remercie également Thomas Zimmer et Cristell Maneux qui ont été mes directeurs de thèse pour leur encadrement, leur disponibilité ainsi que leur suivi tout au long de cette thèse. Je tiens à remercier les rapporteurs et examinateurs de ce travail, Eric Kerhervé, Gilbert Vincent et André Scavennec pour avoir accepté de participer à ce jury de thèse, ainsi que pour le travail de relecture et d évaluation qu ils ont fourni. Je tiens à remercier toutes les personnes de STMicroelectronics sollicitées pour la réalisation de dispositifs : Benoît Vandelle, Julien Bouvier, Florence Brossard, Laurent Rubaldo, Gael Borot et Alexandre Talbot pour les différents dépôts réalisés. Pierre Bouillon pour les étapes de photolithographie. Luc Pinzelli et Olivier Renault pour les étapes d implantation. Alban Le Squeren, Fabienne Judong, Claire Richard et Delia Ristoiu pour les différentes opérations de gravure. Je remercie également toutes les personnes impliquées dans les étapes de caractérisation physique et électrique, de simulation et de modélisation : Julien Cossalter de l équipe métrologie pour sa disponibilité. Linda Depoyan et Clement Pribat pour la qualité des observations réalisées.

4 Jeremy Badoc, André Perrotin, Michel Buczko et Daniel Gloria pour les mesures statiques et dynamiques. Floria Blanchet, Mickael Comte et Caroline Arnaud pour la caractérisation load-pull. Ardechir Pakfar pour l important travail de simulation réalisé. Didier Celi, Franck Pourchon et Nicolas Derrier pour leur travail de modélisation. Je tiens à remercier Denis Pache pour m avoir fait bénéficier de sa grande expertise dans le domaine de la conception RF sur silicium ainsi que Christophe Arricastres pour les nombreux échanges techniques. Je remercie les personnes de l IMS qui m ont accompagnées durant les minutes de délibération du jury de thèse: Sébastien Frégonèse, Nathalie Deltimple, Jhonny Goguet, Yan Deval. Enfin je tiens à remercier le groupe de filière R&D dont j ai eu la chance de faire partie : Germaine, Jocelyne, Augustin, Isabelle, Laurence, Stéphanie, Bertrand S., Bertrand M., Simon, Boris, David, Julien, Grégory, Dominik, Dorothée, Emmanuelle, Benoît. Un Grand Merci à tous. Je remercie ma grand-mère pour ses encouragements, mes parents pour leur soutien tout au long de mes études et enfin Muriel.

5 Table des matières Table des matières Introduction générale...10 I. Le transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe, applications/spécifications pour l amplification de puissance...15 I.1. Introduction générale sur le transistor bipolaire...15 I.2. Le matériau Silicium Germanium SiGe...17 I.2.1. Propriétés cristallines...17 I.2.2. Epaisseur critique...19 I.3. Structure de bande d énergie...20 I.3.1. Bande interdite du Si (1-x) Ge x contraint...20 I.3.2. Structure électronique d un transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe...20 I.4. Incorporation de Carbone...21 I.5. Fonctionnement Statique...22 I.5.1. Courants...22 I.5.1.a. Bilan des courants...22 I.5.1.b. Expression de la concentration intrinsèque des porteurs...23 I.5.1.c. Réduction de la bande interdite...24 I.5.1.d. Courant de collecteur...25 I.5.1.e. Courant de base...26 I.5.1.f. Gain en courant...27 I.5.2. Caractéristiques statiques...28 I.5.2.a. Gummel...28 I.5.2.b. Caractéristiques de sortie...29 I.5.3. Tensions d avalanche...30 I.5.3.a. BV CBO et BV EBO...30 I.5.3.b. BV CEO...31 I.6. Fonctionnement Dynamique...32 I.6.1. Fonctionnement «petit signal»...33 I.6.1.a. Paramètres S...33 I.6.1.b. Temps de transit des porteurs...36 I.6.1.c. Capacités de jonction...38 I.6.1.d. La résistance d émetteur...38 I.6.1.e. La résistance de base

6 Table des matières I.6.1.f. La résistance de collecteur...39 I.6.1.g. Fréquence de transition f T...39 I.6.1.h. Fréquence maximale d oscillation f MAX...41 I.6.2. Grand signal...42 I.7. Puissance : Effets de forte injection...46 I.7.1. Auto-échauffement...46 I.7.2. Effet Kirk...46 I.7.3. Effet de barrière...47 I.7.4. Résistances d accès...47 I.8. L application Amplificateur de Puissance (PA)...49 I.8.1. L amplificateur de puissance...49 I.8.2. Les différents modes de fonctionnement d un PA...50 I.8.3. Spécifications...52 I.9. Etat de l art...52 I.10. Conclusion...53 II. Architecture d étude et cellule dédiée à la puissance...55 II.1. Introduction...55 II.2. Présentation de la technologie...55 II.3. Réalisation technologique...56 II.3.1. Schéma d intégration BiCMOS...56 II.3.2. Description détaillée du procédé de fabrication...57 II.3.3. Réalisation de l émetteur...60 II.3.4. Réalisation de la base...61 II.3.5. Réalisation du collecteur...61 II.3.6. Analyse MEB...62 II.3.7. Analyse SIMS...63 II.4. Cellule PA...65 II.4.1. Description...65 II.4.2. Phénomènes thermiques et résistances de ballast...68 II.4.2.a. Phénomènes thermiques...68 II.4.2.b. Influence de la résistance de ballast...69 II.5. Caractérisations électriques...71 II.5.1. Oscillations parasites...71 II.5.2. Caractérisation de cellules de taille variable

7 Table des matières II.5.3. Composantes de f MAX II.5.3.a. Rôle de la capacité base/collecteur...75 II.5.3.b. Rôle de la résistance de base pincée...76 II.5.4. Extraction de la résistance de base pincée...78 II.5.5. Résistance R TH et capacité thermique C TH...79 II.5.5.a. Extraction de R TH...80 II.5.6. Caractérisation load-pull...84 II.6. Description de l outil de simulation...87 II.6.1. Géométrie et paramètres...87 II.6.2. Modèles physiques et limitations...88 II.7. Conclusion...89 III. Optimisations de l architecture du TBH pour l amplification de puissance...92 III.1. Introduction...92 III.2. Base du transistor...92 III.2.1. Profil de germanium optimisé...92 III.2.1.a. Taux de germanium à la jonction émetteur/base...93 III.2.1.b. Stabilité en température du gain...95 III.2.1.c. Impédance d entrée Z in en fonction de la température...98 III.2.2. Variation du pourcentage de germanium à la jonction émetteur/base III.2.2.a. Influence sur le temps de transit III.2.2.b. Influence sur la stabilité du gain III.2.2.c. Influence sur l impédance d entrée III.2.3. Variation de bore dans la base III.2.3.a. Amélioration de gain III.2.3.b. Comportement en température III.2.4. Epaisseur de CAP III.2.4.a. Influence sur les caractéristiques dynamiques III.2.4.b. Augmentation du produit f T *BV CEO III.2.5. Incorporation de carbone dans le CAP III.2.6. Synthèse III.3. Collecteur III.3.1. Compromis f T *BV CEO III.3.2. Epaisseur / Dopage d épitaxie collecteur III.3.2.a. Variation d épaisseur d épitaxie collecteur

8 Table des matières III.3.2.b. Caractéristiques d implantation SIC III.3.2.c. Résultats électriques III.3.2.d. Mise en œuvre d une résine épaisse III.3.2.e. Double implantation sélective de collecteur III.3.3. Implantation avant/après réalisation de la base III.3.4. Profil de germanium rétrograde III.3.4.a. Effet Kirk : Mécanismes en jeux III.3.4.b. Simulation III.3.4.c. Réalisation III.3.4.d. Discussions III.4. Règles de dessin, optimisation du layout III.4.1. Ballast III.4.2. Variation de la largeur d émetteur III.5. Conclusion IV. Architectures de TBH pour l amplification de puissance IV.1. Structure simple polysilicium quasi auto-alignée IV.1.1. Technologie pour la puissance IV.1.2. Présentation de la structure développée IV.1.3. Analyse physique de la structure finale IV.1.4. Résultats électriques IV.1.4.a. Caractéristiques statiques IV.1.4.b. Caractéristiques dynamiques IV.1.5. Transistor unitaire pour la puissance IV.1.6. Synthèse IV.2. Structure double polysilicium auto-alignée IV.2.1. Etapes de fabrication IV.2.2. Epitaxie sélective de la base IV.2.3. Caractérisation physique de la structure finale IV.2.3.a. Observation SEM IV.2.3.b. Analyse SIMS IV.2.4. Caractérisation statique IV.2.5. Caractérisation dynamique IV.3. Conclusion Conclusion générale

9 Notations Notations A A E a Si : Surface de la fenêtre d émetteur : Paramètre de maille du silicium B β BClean BiCMOS BJT BV CBO BV CEO : Gain en courant du transistor bipolaire : Nettoyage chimique Oxydant : Bipolar Complementary Metal Oxide Semiconductor : Bipolar Junction Transistor (transistor bipolaire à homojonction) : Tension de claquage collecteur/base : Tension de claquage émetteur/collecteur C CAP C BC C EB CMP CVD : Fine couche de silicium déposée sur l épitaxie Si/SiGe : Capacité de jonction base/collecteur : Capacité de jonction émetteur/base : Chemical Mechanical Polishing (polissage mécano-chimique) : Chemical Vapor Deposition (dépôt chimique en phase vapeur) D ΔE G ΔE g ΔE V D nb D pe : Réduction de bande interdite du silicium due à la présence de germanium dans la base : Réduction de bande interdite due aux forts dopages d émetteur et de base : Discontinuité de bande entre alliage SiGe et silicium : Coefficient de diffusion des électrons dans la base : Coefficient de diffusion des trous dans l émetteur 5

10 Notations E ε 0 : Permittivité du vide (8, F.m -1 ) ε r : Permittivité relative du silicium (11,9) E Fermi E G E G(SiGe) : Energie de niveau de Fermi : Energie de bande interdite du silicium : Energie de bande interdite du silicium/germanium F f MAX f T : Fréquence maximale d oscillation : Fréquence de transition G G B G E : Rapport des densités effectives d états du silicium germanium et silicium : Nombre de Gummel de la base : Nombre de Gummel de l émetteur H h : Constante de Planck 6, h 21, h fe : Gain en courant petit signal h c HF : Epaisseur critique de la couche SiGe : Acide fluorhydrique I I B I C I E I NE I PE : Courant de base : Courant de collecteur : Courant d émetteur : Courant d électrons qui diffusent de l émetteur vers la base : Courant de trous qui diffusent de la base vers l émetteur 6

11 Notations I RG I RB : Courant de recombinaison dans la zone de charge d espace de la jonction émetteur/base : Courant de recombinaison dans la base neutre J J n J c : Densité de courant d électrons : Densité de courant collecteur K k : Constante de Boltzmann L L E LNA : Longueur de la fenêtre d émetteur : Low Noise Amplifier M µ n : Mobilité des électrons µ p : Mobilité des trous m 0 * m h * m p MEB : Masse de l électron 9, kg : Masse effective des trous : Masse effective des électrons : Microscope électronique à Balayage N n i n i(sige) N C N V : Concentration intrinsèque des porteurs dans le silicium : Concentration intrinsèque des porteurs dans le SiGe : Densité effective d états de la bande de conduction : Densité effective d états de la bande de conduction 7

12 Notations N AB N DE : Dopage de base : Dopage d émetteur P Polysilicium : Silicium polycristallin PAE : Rendement en puissance ajoutée p(x) : Concentration de trous en fonction de la profondeur x P DC : Puissance continue d alimentation Q q : Charge élémentaire (1, C) R RF R B R C : Radio Fréquence : Résistance de base : Résistance de collecteur S SIMS SIC S STI SEM : Secondary Ion Mass Spectroscopy : Spectroscopie de masse d ions secondaires. : Selective Implanted Collector : Implantation sélective du collecteur : Surface de passage du courant : Shallow Trench Isolation (isolation par tranchées peu profondes) : Scanning Electron Microscopy T TBH T : Transistor Bipolaire à Hétérojonction : Température en Kelvin 8

13 Notations TEM τ f τ RC τ cap τ E τ EB τ B τ BC : Transmission Electron Microscopy : Temps de transit global : Délai dû à la constante du circuit R C C BC du collecteur : Temps de transit dû aux capacités de jonctions : Temps de transit dans l émetteur : Temps de transit dans la ZCE émetteur-base : Temps de transit dans la base en régime direct : Temps de transit dans la ZCE base-collecteur U U : Gain de Masson V V BE V BC V CE VSWR : Différence de potentiel appliquée entre les contacts de base et d émetteur : Différence de potentiel appliquée entre les contacts de base et de collecteur : Différence de potentiel appliquée entre les contacts de collecteur et d émetteur : Voltage Standing Wave Ratio (mesure de taux de réflexion) W W B W E : Epaisseur de la base neutre : Largeur de la zone active d émetteur X X Ge : Proportion de germanium à la profondeur x Z ZCE : Zone de Charge d Espace 9

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15 Introduction Introduction générale Au troisième trimestre 2007, les ventes de téléphones mobiles s élèvent à 289 millions d unités, soit prés de 3 millions de téléphones vendus par jour. Face aux enjeux d un tel marché, les fabricants de composants semi-conducteurs s efforcent de répondre au mieux aux exigences des systèmes de communication. Le développement de nouvelles applications, notamment dans le domaine du multimédia, se traduit par une complexité croissante des systèmes de communications sans fils et de rapides changements dans les formats de modulation. Ainsi la modulation à enveloppe constante pour le standard GSM (génération 2G) a été remplacée par une modulation à enveloppe nonconstante pour les standards EDGE (génération 2.5G) et W-CDMA (génération 3G). Cette dernière technologie exploitant une bande de fréquence plus large et plus haute, permet de faire transiter davantage de données simultanément et offre un débit bien supérieur à ses devancières. Aux exigences imposées par les normes s ajoutent celles liées aux applications mobiles en terme de rendement énergétique, tension d alimentation, robustesse, taille physique, fiabilité, coût. Le développement et l amélioration des modules de transmission et de réception radiofréquences apparaissent comme point crucial. A ce jour, l ensemble des fonctions est intégrable sur une même puce silicium excepté l amplificateur de puissance, domaine réservé aux technologies III-V [Schwierz06]. Dans la réalisation de modules amplificateurs de puissance pour terminaux mobiles, du fait de propriétés physiques intrinsèques supérieures, les technologies GaAs sont préférées aux technologies silicium [Jos01]. Cependant, l ingénierie de la structure de bandes a permis des avancées significatives en technologies BiCMOS silicium-germanium [Esame04]. Grâce aux progrès réalisés sur les matériaux, les performances des transistors bipolaires se sont rapidement améliorées. A l heure actuelle le SiGe offre une maturité de procédé et des rendements proches de ce qui est couramment obtenu pour le silicium [Johnson03]. Ainsi, les transistors bipolaires à hétérojonction SiGe sont de bonnes alternatives pour l amplification de puissance avec des capacités d intégration élevées et de faibles coûts [Nellis04]. 10

16 Introduction Cette thèse s inscrit dans le cadre de l optimisation des performances d un transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe:C intégré dans une filière BiCMOS pour une application amplificateur de puissance multistandard. Dans un premier temps, la théorie de fonctionnement du transistor bipolaire est rappelée. Les propriétés du matériau SiGe ainsi que les améliorations qu apporte ce matériau au transistor bipolaire sont présentées. Le fonctionnement théorique du TBH est ensuite décrit, en régime statique et dynamique. Une attention particulière est apportée aux contraintes et spécifications liées aux applications d amplification de puissance. Le chapitre II présente de manière détaillée le procédé de fabrication du transistor bipolaire ainsi que les caractéristiques de la cellule dédiée à l amplification de puissance. Une attention particulière est apportée aux phénomènes thermiques inhérents aux cellules de puissance ainsi qu à la mise en œuvre de résistances de ballast pour les éviter. Les méthodes de caractérisation suivies et les résultats associés sont traités. Enfin l outil de simulation utilisé est décrit. Le chapitre III expose les diverses optimisations réalisées sur l architecture du TBH. Ces optimisations portent à la fois sur la modification du procédé technologique et le dessin du transistor. Les améliorations apportées par l optimisation du profil vertical du composant sont étudiées. Un profil de germanium optimisé permettant une meilleure maîtrise du pourcentage de germanium à la jonction émetteur/base est proposé. Le comportement en température du gain et de l impédance d entrée du dispositif en fonction du taux de germanium présent à la jonction émetteur/base est présenté. Après avoir mis l accent sur le compromis existant entre performances dynamiques et tenue en tension, les caractéristiques de collecteur sont étudiées. L amélioration des caractéristiques de f T à forte injection par ajout d un profil de germanium de base rétrograde coté collecteur est mise en évidence. Enfin, les effets de variations de règle de dessin du transistor, en particulier les largeurs de doigt d émetteur et de résistance de ballast sont présentés. Dans le dernier chapitre, deux types d architectures de TBH développés sont présentés. 11

17 Introduction L une de type simple polysilicium présentant une structure émetteur/base quasi auto-alignée qui s intègre dans une technologie dédiée à l amplification de puissance. L autre présentant une structure double polysilicium auto-alignée à épitaxie de base sélective. Cette étude sera conclue par une synthèse des points clefs abordés au cours de ces différents chapitres et nous évoquerons les perspectives d évolution quant au développement futur du transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe pour les applications d amplification de puissance à venir. 12

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19 I. Le transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe, applications/spécifications pour l amplification de puissance...15 I.1. Introduction générale sur le transistor bipolaire...15 I.2. Le matériau Silicium Germanium SiGe...17 I.2.1. Propriétés cristallines...17 I.2.2. Epaisseur critique...19 I.3. Structure de bande d énergie...20 I.3.1. Bande interdite du Si (1-x) Ge x contraint...20 I.3.2. Structure électronique d un transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe...20 I.4. Incorporation de Carbone...21 I.5. Fonctionnement Statique...22 I.5.1. Courants...22 I.5.1.a. Bilan des courants...22 I.5.1.b. Expression de la concentration intrinsèque des porteurs...23 I.5.1.c. Réduction de la bande interdite...24 I.5.1.d. Courant de collecteur...25 I.5.1.e. Courant de base...26 I.5.1.f. Gain en courant...27 I.5.2. Caractéristiques statiques...28 I.5.2.a. Gummel...28 I.5.2.b. Caractéristiques de sortie...29 I.5.3. Tensions d avalanche...30 I.5.3.a. BV CBO et BV EBO...30 I.5.3.b. BV CEO...31 I.6. Fonctionnement Dynamique...32 I.6.1. Fonctionnement «petit signal»...33 I.6.1.a. Paramètres S...33 I.6.1.b. Temps de transit des porteurs...36 I.6.1.c. Capacités de jonction...38 I.6.1.d. La résistance d émetteur...38 I.6.1.e. La résistance de base...39 I.6.1.f. La résistance de collecteur...39 I.6.1.g. Fréquence de transition f T...39 I.6.1.h. Fréquence maximale d oscillation f MAX

20 I.6.2. Grand signal...42 I.7. Puissance : Effets de forte injection...46 I.7.1. Auto-échauffement...46 I.7.2. Effet Kirk...46 I.7.3. Effet de barrière...47 I.7.4. Résistances d accès...47 I.8. L application Amplificateur de Puissance (PA)...49 I.8.1. L amplificateur de puissance...49 I.8.2. Les différents modes de fonctionnement d un PA...50 I.8.3. Spécifications...52 I.9. Etat de l art...52 I.10. Conclusion

21 I - Le transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe, applications/spécifications pour l amplification de puissance I. Le transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe, applications/spécifications pour l amplification de puissance Ce chapitre traite de la physique du Transistor Bipolaire à Hétérojonction Si/SiGe (TBH). Les propriétés du matériau SiGe ainsi que son influence sur la structure de bandes d énergie du dispositif sont abordées. Les principaux principes de fonctionnement du transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe sont présentés. Enfin, les contraintes et spécifications liées à la délivrance d une forte puissance en sortie du dispositif sont traitées. Ce chapitre s appuie sur trois principaux ouvrages [Ashburn88], [Roulston90] et [Sze81], qui font références dans le domaine du transistor bipolaire ou plus généralement de la physique des dispositifs. I.1. Introduction générale sur le transistor bipolaire Le transistor bipolaire est un composant électronique composé de deux jonctions «têtebêche» présentant une région commune (Figure I.1). Ces régions sont successivement appelées émetteur, base et collecteur. Deux configurations NPN ou PNP sont possibles, la plus couramment utilisée étant la configuration NPN, plus rapide du fait de la plus grande mobilité des électrons par rapport à celle des trous. L interaction entre les jonctions émetteur/base (E/B) et base/collecteur (B/C) est à l origine de l effet transistor. (a) (b) Figure I.1 (a) : Schéma d un transistor bipolaire NPN (prises de contact sur silicium représentées en noir, zones de charge d espace E/B et B/C grisées) (b) : représentation symbolique du NPN. 15

22 I - Le transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe, applications/spécifications pour l amplification de puissance Dans son mode de fonctionnement normal, le transistor voit sa jonction émetteur/base polarisée en direct et sa jonction base/collecteur polarisée en inverse. Lorsque la jonction émetteur/base est polarisée en direct, le nombre d électrons injectés dans la base depuis l émetteur augmente exponentiellement avec la tension émetteur/base appliquée. Dans la base, ces électrons sont des porteurs minoritaires et vont diffuser jusqu à la zone désertée de la jonction base/collecteur où ils vont être soufflés par le champ électrique important du fait de la polarisation inverse. La Figure I.2 présente les diagrammes de bandes d un transistor bipolaire NPN au repos et sous polarisation correspondant au régime de fonctionnement normal [Barbalat06]. (a) (b) Figure I.2 (a) : Diagramme de bandes d un transistor bipolaire sous polarisation nulle (b) : en régime de fonctionnement normal. La polarisation directe de la jonction émetteur/base diminue la hauteur de la barrière que voient les électrons pour passer de l émetteur vers la base ou les trous de la base vers l émetteur. La polarisation inverse de la jonction base/collecteur favorise le passage des électrons de la base vers le collecteur. L effet transistor provient du fait que l on crée une source de courant entre l émetteur et le collecteur contrôlable en tension (en l occurrence par la tension V BE ). 16

23 I - Le transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe, applications/spécifications pour l amplification de puissance Les rapports des dopages entre les différentes zones du transistor bipolaire doivent être considérés avec attention. Un dopage d émetteur 10 à 100 fois supérieur à celui de la base permet une efficacité d injection maximale. Ainsi, devant la quantité d électrons injectés dans la base, la quantité de trous injectés dans l émetteur est très faible. Un dopage collecteur inférieur à celui de la base garantit l idéalité du transistor. Ainsi l effet Early est évité (nonvariation du courant I C avec la polarisation de la jonction base/collecteur). La Figure I.3 représente de façon schématique les profils de dopants typiques d un transistor bipolaire. Figure I.3: Profils de dopant d un transistor bipolaire L introduction du matériau SiGe dans la base du transistor bipolaire permet d améliorer les performances de ce dispositif. Les propriétés du matériau SiGe ainsi que son influence sur la structure de bandes d énergie du dispositif sont maintenant abordées. I.2. Le matériau Silicium Germanium SiGe I.2.1. Propriétés cristallines Le germanium, tout comme le silicium, est un matériau à structure cristalline de type diamant. Les paramètres de maille de ces deux éléments de la colonne IV du tableau de Mendeleïev sont les suivants : a Si = Å a Ge = Å 17

24 I - Le transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe, applications/spécifications pour l amplification de puissance Le silicium et le germanium sont complètement miscibles quelles que soient les fractions molaires de chaque espèce. Le paramètre de maille de l alliage Si 1-x Ge x varie linéairement en fonction du taux de germanium x conformément à la loi de Vegard décrite par l équation : asi Ge asi ( age asi ) x (I.1) 1 x x Le désaccord de maille entre les deux matériaux Si et SiGe peut entraîner deux types de croissance de l alliage SiGe sur Si présentés Figure I.4.a. Si la couche est contrainte, on parle alors de croissance pseudomorphique. La maille de l alliage SiGe reproduit la maille plus petite du substrat Si dans le plan de l interface et se déforme élastiquement dans la direction orthogonale. Si la couche est relaxée, le SiGe ne reproduit pas la maille du substrat et garde son paramètre de maille propre. Dans ce cas, l interface entre le Si et le SiGe est marquée par des dislocations, liaisons manquantes ou pendantes, générant des états d interface (Figure I.4.b). a SiGe contraint > a SiGe a SiGe Croissance SiGe interface (a) Croissance pseudomorphique a Si a SiGe Dislocations a Si Substrat Si interface (b) Croissance relaxée a Si Figure I.4 : Schéma de croissance de l alliage SiGe sur un substrat Si pour une croissance pseudomorphique, avec contrainte biaxiale dans le plan de l interface (a), avec une croissance relaxée (b). 18

25 I - Le transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe, applications/spécifications pour l amplification de puissance Pour la réalisation de nos dispositifs, les conditions de croissance sont étudiées de manière à contraindre la maille. Cela permet d éviter les liaisons pendantes à l hétéro interface et garanti une durée de vie optimale des porteurs. I.2.2. Epaisseur critique Le paramètre de maille du Si 1-x Ge x étant supérieur à celui du silicium, la couche déposée dans le cas d une croissance contrainte, présente une compression bi-axiale dans le plan de l alliage et une extension dans le plan perpendiculaire à l interface. Comme présenté Figure I.5, audelà d une épaisseur critique h c, dépendant de la fraction molaire en germanium du film SiGe, celui-ci se relaxe par génération de dislocations permettant l adaptation du réseau. L obtention de dispositifs performants passe par la réalisation de films contraints d excellente qualité, exempts de tout centre de recombinaison source de défauts électriques et autres courts-circuits. Pour cette raison, la composition de l alliage fixe l épaisseur maximale de l épitaxie. Si 1-x Ge x sur Si Epaisseur critque t c (nm) relaxée Concentration en Ge x Figure I.5 : Epaisseur critique en fonction du taux de germanium 19

26 I - Le transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe, applications/spécifications pour l amplification de puissance I.3. Structure de bande d énergie I.3.1. Bande interdite du Si (1-x) Ge x contraint La largeur de bande interdite des alliages Si 1-x Ge x contraints sur silicium peut être exprimée, en fonction de la fraction molaire x de germanium, par la relation de People [People85] : E 2 G( SiGe) ( x, T ) E0 ( T ) 1.02 xge xge (I.2) où E 0 (T) est l énergie de bande interdite du silicium et x Ge la concentration en germanium. Par rapport au silicium pur, la présence de germanium entraine une diminution de la largeur de bande interdite de l alliage SiGe. De plus, pour une même concentration en germanium, la bande interdite d une couche contrainte est plus faible que celle d une couche non contrainte [Lang85]. I.3.2. Structure électronique d un transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe La différence d énergie qui existe entre la bande interdite du silicium et celle du Si 1-x Ge x contraint, se reporte essentiellement au niveau de la bande de valence et s écrit [People86]: E (I.3) V x Ge De ce fait, à l hétérojonction Si/SiGe, la barrière de potentiel vue par les électrons pour passer de l émetteur à la base est moins importante que dans le cas d une homojonction (Figure I.6). L injection des électrons est donc favorisée et un fort courant de collecteur en résulte, toutes choses égales par ailleurs. 20

27 I - Le transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe, applications/spécifications pour l amplification de puissance Figure I.6 : Diagramme de bandes d un transistor bipolaire à hétérojonction SiGe, à taux de Ge constant. Figure I.7 : Pseudo-champ électrique créé par l abaissement de la bande de conduction dans le cas d un profil graduel de germanium. La présence d un graduel de germanium dans la base se traduit par une évolution de l énergie de bande interdite de l émetteur vers le collecteur (Figure I.7). Il s établit alors dans la base neutre, un pseudo-champ électrique diminuant le temps de transit des électrons. I.4. Incorporation de Carbone L incorporation de carbone dans les bases SiGe des TBH, de par son paramètre de maille beaucoup plus petit que celui du silicium ou du germanium, vient diminuer la contrainte mécanique générée par le germanium [Lanzerotti96], favorisant la stabilité mécanique de cette couche contrainte. La présence de carbone permet également de limiter la diffusion des atomes dopants de bore et permet ainsi un confinement des atomes dopants dans la base ce qui améliore les performances du transistor [Osten97]. 21

28 I - Le transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe, applications/spécifications pour l amplification de puissance I.5. Fonctionnement Statique I.5.1. Courants I.5.1.a. Bilan des courants Le fonctionnement du transistor bipolaire met en jeu deux types de porteurs : les électrons et les trous. Le courant collecteur est un courant d électrons tandis que le courant de base est un courant de trous. La Figure I.8 récapitule les différents flux de porteurs qui interviennent dans le fonctionnement du transistor bipolaire. Emetteur Base Collecteur I NE I NC I E I RG I RB I C I PE I B Figure I.8 : Principaux courants du transistor bipolaire dans un mode de fonctionnement direct. Les trois composantes du courant d émetteur I E sont : I NE : Courant d électrons qui diffusent de l émetteur vers la base ; composante principale qui intervient dans l effet transistor. I PE : Courant de trous qui diffusent de la base vers l émetteur. I RG : Courant de recombinaison dans la zone de charge d espace de la jonction E/B. Le courant de base I B est composé de : I PE : Courant de trous qui diffusent de la base vers l émetteur ; Composante principale du courant de base. I RG : Courant de recombinaison dans la zone de charge d espace de la jonction E/B. I RB : Courant de recombinaison dans la base neutre. 22

29 I - Le transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe, applications/spécifications pour l amplification de puissance Le courant collecteur I C est constitué uniquement du courant d électrons ayant traversé la base, c'est-à-dire uniquement la composante I NC. Compte tenu des dimensions du dispositif et des temps de transit très faibles des porteurs dans le composant, les composantes de recombinaison I RG et I RB sont généralement négligeables. Un bilan de ces trois courants permet de vérifier la relation : I E I I (I.4) C B I.5.1.b. Expression de la concentration intrinsèque des porteurs. La concentration intrinsèque des porteurs intervenant dans le calcul des courants de collecteur et de base, nous rappelons son expression dans le silicium ainsi que dans le siliciumgermanium. Dans le cas de semi-conducteurs, la concentration intrinsèque des porteurs est donnée par la relation suivante : n 2 i0 ( T ) N C ( T) N V E G ( T) ( T) exp kt (I.5) avec N C : densité effective d états de la bande de conduction N V : densité effective d états de la bande de valence E G T k : énergie de la bande interdite du silicium : température (en Kelvin) : Constante de Boltzmann Le produit N N est donné par la relation suivante : C V N C k * * 2 3 ( m m ). 2 h p (I.6) ( T) NV ( T) 4 T h où m h * et m p * représentent respectivement la masse effective des électrons et des trous. Dans le cas d un alliage SiGe, cette expression devient : 23

30 I - Le transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe, applications/spécifications pour l amplification de puissance EG SiGe ( T ) 2 ( ) n T N N T i( SiGe) ( ) ( C V ) SiGe ( ) exp (I.7) kt où E G(SiGe) (T), énergie de bande interdite du matériau SiGe, s écrit : E G( SiGe) EG( Si) EG (I.8) avec ΔE G : réduction de bande interdite du silicium due à la présence de germanium dans la base. A partir des équations I.7 et I.8, nous pouvons exprimer la concentration intrinsèque des porteurs dans le SiGe en fonction de celle du silicium pur : avec ( N C NV ) ( N N ) c V SiGe Si 2 2 EG ( T ) ni( SiGe) ( T) nio ( T) exp (I.9) kt I.5.1.c. Réduction de la bande interdite Dans les semi-conducteurs faiblement dopés, les niveaux d énergie associés aux dopants sont discrets. Dans ce cas, les dopants n ont pas d effet sur les bandes de conduction ou de valence. Pour les forts dopages (supérieurs à cm -3 ), l augmentation du nombre d impuretés dans le silicium entraîne une modification de sa structure de bandes. Pour un silicium de type n, le niveau donneur donne lieu à une bande d impuretés (Figure I.9). Avec la création d états entre le niveau donneur et la bande de conduction, le niveau de Fermi passe dans la bande de conduction et le matériau silicium devient dégénéré. Cette densité d états crée une queue de bande de conduction dans la bande interdite (Figure I.9). La largeur effective de la bande interdite est réduite d où le terme de bandgap narrowing utilisé pour évoquer ce phénomène [Ashburn88]. 24

31 I - Le transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe, applications/spécifications pour l amplification de puissance (a) (b) Queue de bande de conduction Figure I.9 : Energie en fonction de la densité d état d un semi-conducteur de type N faiblement dopé (a) et fortement dopé (b). Pour un silicium de type P, en considérant la bande de valence, une situation similaire se produit. La réduction de bande interdite en fonction du dopage, identique pour les types N et P est donnée par la relation [Klaassen 92]: 2 N N E gn 6,92 ln ln 0, 5 en mev (I.10) 7 7 1,3 10 1,3 10 où N est la concentration des porteurs en cm -3. I.5.1.d. Courant de collecteur Par souci de simplification, l approche dérive-diffusion est retenue pour le calcul du courant collecteur. A partir des concentrations d électrons et de trous et des gradients de niveaux de Fermi, le principe est de calculer la densité de courant électrique dans la base neutre. En admettant négligeables les phénomènes de recombinaison en volume ainsi que le courant de trous dans la base, nous pouvons considérer le courant I c comme étant la quantité d électrons injectés de l émetteur dans la base. L expression générale de la densité de courant collecteur s écrit comme suit : 25

32 I - Le transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe, applications/spécifications pour l amplification de puissance J n W B qvbe q exp kt p( x) dx n ( x) D ( x) 0 2 i nb (I.11) avec V BE : polarisation appliquée à la jonction base/émetteur p(x) : concentration de trous dans la base D nb : coefficient de diffusion des électrons dans la base L intégrale s effectue sur la largeur de base neutre W B (entre les zones de charge d espace base/émetteur et base/collecteur), l origine de l axe des abscisses se situant du côté de la jonction base/émetteur. L expression du courant collecteur, dans le cas d un profil de germanium constant et d un dopage uniforme, peut alors s écrire : q S q VBE IC exp (I.12) G kt B G B étant le nombre de Gummel de la base, correspondant à l intégrale située au dénominateur de l équation I.11. Dans le cas d une base SiGe dopée uniformément, le nombre de Gummel G B s écrit de la façon suivante : G B N D AB nb WB ( NC NV ) Si EG exp (I.13) 2 n ( N N ) kt i C V SiGe I.5.1.e. Courant de base Le courant de base est un courant de trous injectés de la base dans l émetteur. Il s écrit sous la forme : q S q VBE I B exp (I.14) G kt E avec S : section droite de la jonction émetteur/base G E : nombre de Gummel de l émetteur 26

33 I - Le transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe, applications/spécifications pour l amplification de puissance Dans le cas d un dopage uniforme, G E peut s écrire : G E N W DE E (I.15) 2 DpE ni avec W E : largeur d émetteur neutre D pe : Coefficient de diffusion des trous dans l émetteur I.5.1.f. Gain en courant Le transistor bipolaire est caractérisé par sa capacité à amplifier le courant. Le gain est le paramètre permettant de quantifier cette application. Le montage le plus couramment utilisé à la fois pour les applications analogiques et logiques est le montage en émetteur commun (Figure I.10). Dans ce cas, le signal d entrée est appliqué au contact de base, l émetteur étant la référence commune aux bornes d entrée et de sortie. (a) (b) Figure I.10 (a): Montage base commune, (b) : montage émetteur commun. Le gain en courant, noté β, est défini comme étant le rapport du courant collecteur et du courant de base. I E E C DnB WE N DE G g exp (I.16) I B DpE WB N AB kt Rappel : ΔE G : réduction de bande interdite due à la présence de germanium dans la base. ΔE g : réduction de bande interdite due aux forts dopages d émetteur et de base. 27

34 I - Le transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe, applications/spécifications pour l amplification de puissance Les Figures ci-dessous représentent les caractéristiques de gain en courant en fonction de V BE et I C obtenues pour un dispositif de la filière BiCMOS7RF, présentée dans le chapitre suivant, présentant un émetteur de 1.6*12.8 µm 2. Pour une polarisation V BE de 0.75 V, un gain maximal de 250 est atteint Gain en courant A E =1.6*12.8µm² V CB =0V (a) Gain en courant A E =1.6*12.8µm² V CB =0V (b) V BE (V) 0 1.E-11 1.E-09 1.E-07 1.E-05 1.E-03 1.E-01 I C (A) Figure I.11 : Caractéristiques de gain en courant en fonction de V BE (a) et I C (b) I.5.2. Caractéristiques statiques I.5.2.a. Gummel Les courbes de Gummel représentent en échelle semi-logarithmique les variations des courants de collecteur et de base avec la polarisation base/émetteur. Pour retarder l apparition de l effet de quasi-saturation, la jonction base/collecteur peut être faiblement polarisée. 28

35 I - Le transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe, applications/spécifications pour l amplification de puissance E-3 A E =1.6*12.8 m 2 V CB =0V 1E-4 I C, I B (A) 1E-5 1E-6 1E-7 1E-8 β Régime de forte injection 1E-9 1E-10 n=1 1E-11 1E V BE (V) Figure I.12 : Courbes de Gummel D après les équations, les courants de base et de collecteur varient proportionnellement avec exp(qv BE /kt). Dans le cas de courants non-idéaux, la dépendance en V BE sera remplacée par une dépendance en exp(qv BE /nkt), n étant le facteur d idéalité du courant. Le facteur d idéalité est extrait dans la zone où la dépendance en V BE est la plus linéaire possible, loin des effets de forte injection ou des résistances séries. En régime de forte injection (tensions V BE supérieures à 0.8V), les courants de base et de collecteur s écartent de la variation exponentielle du régime normal. Dans ce régime de fonctionnement, l effet Kirk associé aux effets de résistances séries apparait et est responsable de la décroissance du courant de base et du courant de collecteur par rapport aux caractéristiques idéales. I.5.2.b. Caractéristiques de sortie Les caractéristiques de sortie représentent la variation de courant de collecteur I C en fonction de la polarisation V CE à un courant de base I B fixé dans le cas du montage en émetteur commun. Ces caractéristiques permettent de vérifier la qualité de la source de courant que constitue le transistor. 29

36 I - Le transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe, applications/spécifications pour l amplification de puissance A E =1.6*12.8 m I c (ma) V CE (V) Figure I.13 : Caractéristiques de sortie pour différents I B (de 1 à 6µA par pas de 1µA). I.5.3. Tensions d avalanche L avalanche est un phénomène de multiplication des porteurs soumis à un fort champ électrique. Lorsque la polarisation inverse de la jonction est forte, l intensité du champ électrique qui règne dans la zone de charge d espace (ZCE) devient critique. Les électrons qui traversent la ZCE acquièrent suffisamment d énergie pour pouvoir arracher un électron à un atome du réseau cristallin. Par un phénomène d ionisation par choc, un nombre important de paires électrons-trous est alors créé. Les porteurs ainsi générés vont, à leur tour, être accélérés et créer d autres paires électrons-trous, entrainant par avalanche une augmentation brutale du courant. Le transistor bipolaire est caractérisé par trois tensions de claquage, BV CBO, BV EBO et BV CEO. I.5.3.a. BV CBO et BV EBO La tension BV CBO est la tension d avalanche de la jonction base/collecteur. Elle est mesurée en montage base commune, contact d émetteur ouvert. Comme indiqué Figure I.14, la caractéristique courant/tension de la diode base/collecteur fait apparaître la tension de claquage BV CBO. 30

37 I - Le transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe, applications/spécifications pour l amplification de puissance 1.0 Régime direct 0.5 A E =1.6*12.8 m 2 I C (ma) Régime inverse BV CBO V CB (V) Figure I.14 : Caractéristique courant/tension de la jonction base/collecteur mettant en évidence la tension d avalanche BV CBO. En supposant le cas simplifié d une jonction abrupte dissymétrique, la tension d avalanche BV CBO dépend principalement des paramètres du collecteur : BV CBO 0 E 2 r crit (I.17) 2qN dc Le champ critique E crit dépend du matériau et du dopage. Pour un dopage collecteur typique de cm -3, le champ critique maximum est de l ordre de V. cm -1. La tension BV EBO correspond à la tension de claquage de la jonction émetteur/base, avec collecteur ouvert. Compte tenu des dopages plus forts de cette jonction, BV EBO est généralement plus faible que la tension BV CBO. Les tensions typiques obtenues sont entre 2 et 3V. I.5.3.b. BV CEO La tension BV CEO donne une mesure de l avalanche dans la jonction base/collecteur d un transistor bipolaire en fonctionnement normal direct. Cette tension d avalanche est plus faible que la précédente. L effet transistor qui associe un grand nombre d électrons injectés depuis la jonction émetteur/base vers la jonction base/collecteur polarisée en inverse provoque cette 31

38 I - Le transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe, applications/spécifications pour l amplification de puissance faible valeur de tension d avalanche. La valeur de la tension BV CEO est donnée par la relation empirique suivante : BV CEO BV m où m est un coefficient empirique d ajustement compris entre 3 et 6. CBO (I.18) La tension de claquage BV CEO diminue avec le gain du transistor. Ceci nous amène à un compromis : un fort gain et une tension d avalanche élevée ne peuvent pas être obtenus simultanément. Le courant d avalanche a tendance à diminuer le courant I B. La tension BV CEO est, par définition, la tension à laquelle le courant de base s annule et change de signe, à cause de l augmentation du courant d avalanche, comme signalé Figure I A E =1.6*12.8 m BV CEO I B (na) V -50 CE (V) -100 Figure I.15 : Mise en évidence de la tension de claquage BV CEO I.6. Fonctionnement Dynamique D une façon générale, le fonctionnement dynamique d un dispositif est régi par les temps de transit dans les différentes régions du transistor, et les délais dus aux éléments résistifs et capacitifs. 32

39 I - Le transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe, applications/spécifications pour l amplification de puissance I.6.1. Fonctionnement «petit signal» I.6.1.a. Paramètres S L évaluation du fonctionnement dynamique petit signal du composant passe par l étude de sa réponse à un signal sinusoïdal donné, à fréquence variable. Lorsque la fréquence augmente, la longueur d onde devient non négligeable devant les dimensions du circuit. Il est alors inexact de parler simplement en terme de courant et de tension. Il faut tenir compte de la propagation guidée des ondes électromagnétiques. Le composant est considéré comme un quadripôle, soumis à des ondes incidentes et réfléchies (Figure I.16). I 1 I 2 a 1 S 21 b 2 V 1 b 1 S 11 S 22 a 2 V 2 Port d entrée S 12 Port de sortie Figure I.16 : Définition des paramètres S pour un quadripôle. Les relations entre ces ondes sont modélisées par une matrice 2x2, que l on appelle matrice des paramètres S (S pour Scatering : dispersion). Cette matrice permet d exprimer les ondes réfléchies b i en fonction des ondes incidentes a i, en tenant compte des coefficients de transmission à travers le quadripôle. Les relations entre ces différentes ondes sont données par l équation : b1 S b2 S S S a a 1 2 (I.19) L analyse successive des réponses b 1 et b 2 à des excitations a 1 et a 2, et ce à différentes fréquences, permet de déduire les quatre termes de la matrice S i,j. A partir de cette matrice de paramètres S, on peut exprimer les différentes matrices de transfert H (hybride), Y (admittance) ou Z (impédance) moyennant des transformations adaptées. 33

40 I - Le transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe, applications/spécifications pour l amplification de puissance Les ondes a i et b i s expriment à partir des tensions et courants normalisés de la manière suivante : v i ai bi ii ai bi où v i V i Z C i i I Z (I.20) i C Z c représente l impédance caractéristique d une ligne de référence. Les ondes de puissance a i et b i nous permettent le calcul, aux accès d un système, d une puissance incidente P i et d une puissance réfléchie P r par les relations suivantes : 1 Pi 2 i a i 2 Pr i 1 2 bi (I.21) 2 La puissance réellement fournie à l accès i est décrite par : Pi Pi i Pri (I.22) On définit les paramètres s ij tels que : b 1 s 11 : Coefficient de réflexion à l entrée du quadripôle a1 a 0 b 2 2 s 22 : Coefficient de réflexion à la sortie du quadripôle a2 a1 0 b 2 s 21 : Coefficient de transmission directe (de l accès 1 vers l accès 2) a1 a 0 b 2 1 s 12 : Coefficient de transmission directe (de l accès 2 vers l accès 1) a2 a1 0 La mesure des paramètres S est effectuée à l aide d un analyseur de réseau vectoriel. C est un appareil qui permet d obtenir des informations à la fois d amplitude et de phase en réalisant des mesures micro-ondes en réflexion et en transmission. 34

41 I - Le transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe, applications/spécifications pour l amplification de puissance Ces paramètres sont souvent représentés sous forme de diagrammes de Smith ou polaires (Figure I.17). Ils permettent de caractériser complètement un quadripôle en petit signal et aussi l extraction des figures de mérite f T et f MAX. 1.8GHz freq V BE V BE0 freq 1.8GHz Paramètres S 11 Paramètres S 12 freq V BE0 1.8GHz GHz freq Paramètres S 21 Paramètres S 22 V BE0 =0.70V (I C =2.5mA) V BE0 =0.78V (I C =30mA) V BE0 =0.73V (I C =6.5mA) V BE0 =0.97V (I C =300mA) Figure I.17 : Paramètres S simulés pour une gamme de fréquence allant de 10MHz à 10GHz pour 4 points de polarisation. 35

42 I - Le transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe, applications/spécifications pour l amplification de puissance I.6.1.b. Temps de transit des porteurs Le temps de transit total dans le transistor τ ec correspond au temps que met le transistor pour changer d état après une faible variation de tension V BE. Il se compose de plusieurs parties : (i) le temps nécessaire aux porteurs libres stockés pour être évacués vers l électrode la plus proche énergétiquement τ f, (ii) le temps d établissement des zones de charge d espace émetteur/base et base/collecteur τ cap, (iii) les constantes de temps introduites par les circuits RC parasites τ RC. Le terme τ f représente le temps de transit global dans le dispositif. f (I.23) E EB B BC La signification ainsi que l expression simplifiée des différentes composantes de τ f sont données ci-dessous : τ E est le temps de transit des porteurs minoritaires dans l émetteur. Cette composante est fonction de l évacuation de la charge de trous en excès, généralement négligeable dans le cas de TBH. Le temps de transit dans l émetteur, dans le cas d un transistor à hétérojonctions Si/SiGe, s exprime par : 1 WE WB N AB EG E exp (I.24) 2 DnB N DE kt avec W E : largeur de la zone active d émetteur W B D nb N AB N DE : épaisseur de la base neutre : coefficient de diffusion des électrons dans la base : dopage de la base : dopage d émetteur 36

43 I - Le transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe, applications/spécifications pour l amplification de puissance Ainsi, plus le pourcentage de germanium augmente, plus le gain en courant augmente et plus le temps de transit dans l émetteur diminue, ce qui augmente la fréquence de transition f T du transistor. τ EB est le temps de transit dans la zone de charge d espace E/B. La jonction E/B étant polarisée en direct, la largeur de la zone de charge d espace est très faible et le temps correspondant négligeable. τ B est le temps de transit des porteurs minoritaires dans la base neutre. Son expression approchée est la suivante : B W D où η est un coefficient, supérieur à 2, qui rend compte du profil de germanium dans la base. 2 B nb (I.25) τ BC est le temps de transit dans la zone de charge d espace B/C. Plus le collecteur est dopé, plus la zone de charge d espace B/C est fine, plus le temps de transit dans cette zone est faible. Son expression est : W BC BC (I.26) 2 Vsat où W BC est la largeur de la zone de charge d espace B/C et V sat la vitesse de saturation des électrons. Le circuit parasite RC est décrit par l expression : R C (I.27) RC C BC La charge des capacités de jonction est traduite par un temps caractéristique τ cap donné par l équation : kt ( ) cap CEB CBC (I.28) q I C 37

44 I - Le transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe, applications/spécifications pour l amplification de puissance Le temps de transit total τ ec s écrit finalement : kt ec f ( CEB CBC ) RC CBC (I.29) q I C I.6.1.c. Capacités de jonction Dans l expression du temps de transit total (équation I.29), les capacités C BE et C BC jouent un rôle majeur. Il s agit respectivement de la capacité de jonction émetteur/base et base/collecteur. Ces capacités de jonction sont dues aux charges stockées de chaque côté des zones déplétées. La variation de la charge stockée avec la tension V appliquée sur la jonction permet de définir une capacité de jonction en régime petit signal : dq C j (I.30) dv Dans notre cas, les jonctions émetteur/base et base/collecteur correspondent à deux capacités dépendantes des points de polarisation statiques V BE et V BC. I.6.1.d. La résistance d émetteur Dans une technologie polysilicium, cette résistance d émetteur est la somme de plusieurs résistances en série : - La résistance de contact d émetteur - La résistance de la couche de l émetteur polysilicium - La résistance introduite par l interface polysilicium/monosilicium - La résistance de la couche d émetteur monosilicium 38

45 I - Le transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe, applications/spécifications pour l amplification de puissance I.6.1.e. La résistance de base La résistance de base est composée de deux résistances : - La résistance de base extrinsèque, comprenant la résistance de contact et la résistance de la zone d accès. - La résistance de base intrinsèque. Cette résistance est aussi appelée résistance de base pincée. Elle résulte d une part de l arsenic diffusant de l émetteur vers la base, et d autre part des zones désertées des jonctions E/B et B/C. I.6.1.f. La résistance de collecteur Cette résistance se décompose en plusieurs contributions : - La couche enterrée - La zone faiblement dopée d épitaxie de collecteur ou bien la zone de collecteur implantée sélectivement SIC (Selective Implanted Collector) - La zone de puits collecteur servant à la prise de contact - Le contact collecteur La zone la plus résistive du collecteur se situe sous la base intrinsèque correspondant à la région la plus faiblement dopée. Dans la technologie employée, présentée dans le chapitre qui suit, afin de réduire la résistance du collecteur, nous avons recours à l utilisation du SIC qui est une implantation du collecteur, à forte énergie, auto-alignée sur la fenêtre émetteur. I.6.1.g. Fréquence de transition f T La fréquence de transition correspond à la valeur de fréquence qui donne une amplitude de gain dynamique en courant h 21 égale à 1 (0 db) et ce, pour un montage du transistor en émetteur commun, dont la sortie est court-circuitée pour les signaux alternatifs. Elle reflète les performances dynamiques du transistor (en régime de fonctionnement petit signal) et permet d estimer la gamme de fréquence dans laquelle le dispositif peut être utilisé (utilisation envisageable jusqu à des fréquences de l ordre de f T /10, voire f T /3 en étant moins conservateur). 39

46 I - Le transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe, applications/spécifications pour l amplification de puissance log h fe Figure I.18 : Définition de la fréquence de transition f T. Cette figure de mérite dépend principalement de la partie verticale (ie intrinsèque) du dispositif. L expression de f T, en fonction du courant collecteur, est la suivante : f t 1 2 ec (I.31) Compte tenu de l équation I.29, l expression de f T devient : f T 1 f 2 kt q I C ( C EB C BC ) R C C BC 1 (I.32) La Figure I.20 représente les variations de fréquence de transition f T avec le courant collecteur I C. Pour un courant collecteur de 1 ma, f T atteint une valeur maximale de 28 GHz V BC = 0 V A E = 0.4*12.8 µm 2 ft [GHz] E-05 1.E-04 1.E-03 1.E-02 I C [A] Figure I.19 : Fréquence de transition f T en fonction du courant collecteur I C. 40

47 I - Le transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe, applications/spécifications pour l amplification de puissance I.6.1.h. Fréquence maximale d oscillation f MAX La fréquence maximale d oscillation f MAX est la fréquence pour laquelle le gain en puissance unilatéral du transistor U est égal à l unité (0dB) [Masson54]. U y21 y12 (I.33) ( ( y ) ( y ) ( y ) ( y )) La fréquence f MAX est généralement plus difficile à définir et donc à extraire que la fréquence f T, car les effets des éléments extrinsèques ont une forte importance. Cette fréquence de coupure présente l avantage de refléter, non seulement la partie intrinsèque du transistor, mais aussi la contribution des éléments extrinsèques, tels que la résistance de base et la capacité base/collecteur, au fonctionnement dynamique du transistor. La fréquence maximale d oscillation, figure de mérite pour l amplification de puissance peut s écrire de manière approchée à partir de la fréquence de transition de la façon suivante : f f T max (I.34) 8 RB C jbc L influence de la résistance de base dans l expression de la fréquence maximale d oscillation nous amène à un compromis : un fort f T lié à de faibles temps de transit et une base fine présentant un fort R B ne peut être obtenu qu au détriment d un faible f MAX. La Figure I.21 représente les variations de fréquence maximale d oscillation f MAX typiques en fonction du courant collecteur I C. 41

48 I - Le transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe, applications/spécifications pour l amplification de puissance V BC = 0 V A E = 0.4*12.8 µm 2 fmax [GHz] E-05 1.E-04 1.E-03 1.E-02 I C [A] Figure I.20 : Fréquence maximale d oscillation f MAX en fonction du courant collecteur I C. I.6.2. Grand signal Un amplificateur de puissance (du point de vue thermodynamique) transforme l'énergie continue en une énergie alternative qui s'ajoute à l'énergie du signal RF appliqué à l'entrée du dispositif. La somme des puissances d'entrée est alors égale à la somme des puissances de sortie: P DC P entrée PA P sortie P dissipée Figure I.21 : Schéma associé au bilan de puissance de l amplificateur. avec P entrée, la puissance d'entrée RF, P DC la puissance consommée, P sortie la puissance RF de sortie et P dissipée, la puissance dissipée. Ces différentes puissances sont généralement exprimées en dbm, 0 dbm étant égal à 1 mw. P entrée P P P (I.35) DC sortie dissipée 42

49 I - Le transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe, applications/spécifications pour l amplification de puissance I DC V DC I in I C I out V in R e R L V out Figure I.22 : Montage amplificateur permettant d exprimer les puissances d entrée et de sortie en fonction des tensions et courants du transistor. La puissance consommée P DC est la puissance continue fournie par l alimentation avec : P V I (I.36) DC DC DC P entrée 1 T T 0 V in ( t) I in ( t) dt (I.37) 2 R L Iout P sortie 10 log (I.38) La caractérisation en puissance implique la connaissance de la puissance maximale que peut délivrer le transistor à la charge. Ainsi, la détermination de la caractéristique de transfert de puissance P sortie (P entrée ) constitue le premier critère de performance du composant. Le second critère de performance est le gain en puissance. Il est défini comme le rapport de la puissance de sortie sur la puissance d entrée à la fréquence fondamentale et est souvent exprimé en décibels : P sortie G p (I.39) Pentrée Sa variation en fonction du niveau de la puissance d entrée ou de sortie permet aussi de caractériser la linéarité du composant. Le troisième critère qui caractérise le transistor est le rendement. Il relie la puissance de sortie à la fréquence fondamentale à la puissance consommée: 43

50 I - Le transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe, applications/spécifications pour l amplification de puissance P sortie (I.40) P DC Le rendement ne prend pas en compte le gain en puissance. La notion de rendement en puissance ajoutée (PAE), plus particulièrement utilisé dans les applications RF, fait intervenir en outre la puissance dynamique d entrée et plus particulièrement le gain en puissance G p. PAE P sortie P P DC entrée 1 1 (I.41) G p Le rendement en puissance ajoutée est toujours inférieur au rendement et son optimisation passe par l'obtention d'un gain élevé. Dans un téléphone mobile, l impédance de l antenne dépend de son environnement et varie. Lorsque cette impédance varie, l impédance de charge de l amplificateur de puissance varie à son tour et par conséquent celle des transistors constitutifs aussi. Dans certaines conditions, l étage de sortie de l amplificateur peut être endommagé voire détruit. La capacité de l amplificateur et du transistor à supporter les changements d impédance est appelée robustesse. La robustesse du transistor est caractérisée via le test du VSWR max (Voltage Standing Wave Ratio). Il est définit par l équation suivante [Gonz99]. 1 VSWR (I.42) 1 où Z Z L L Z Z * Lopt Lopt Ce critère renseigne sur la robustesse du comportement du composant dans des conditions de désadaptions. Pour cela le dispositif est testé pour un VSWR donné (par exemple 10:1), le coefficient correspondant est fixé à L impédance optimale de charge Z Lopt est préalablement déterminée par la mesure Load-pull. Seule l impédance de charge Z L varie et couvre un certain nombre d impédances représentées sur l Abaque de Smith pour lesquelles reste constant (Figure I.23). Ce test est réalisé pour des VSWR croissant (5 :1 ; 10 :1 ; 44

51 I - Le transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe, applications/spécifications pour l amplification de puissance 15 :1 ; 20 :1) jusqu à atteindre le VSWR maximal pour lequel le dispositif ne supporte plus la désadaptation appliquée. Plus le transistor supporte un VSWR élevé plus il est robuste. VSWR 5:1 - =0.67 Z Lopt =50 VSWR 15:1 - =0.87 Z Lopt =50 VSWR 15:1 - =0.87 Z Lopt =5+j15 Z Lopt Z Lopt Figure I.23 : Illustration du recouvrement du cercle de l impédance de charge Z L sur l abaque de Smith pour différents VSWR (5 :1 et 15 :1) avec différents Z Lopt. La Figure I.24 représente la tolérance VSWR en fonction de la tension de claquage BV CBO d une famille de NPN HBT réalisés en technologie BiCMOS. Ainsi BV CBO peut être directement relié à la figure de mérite de robustesse du transistor [Johnson04]. Figure I.24 : Tolérance VSWR obtenue pour des transistors présentant différentes tensions de claquage issues d une même technologie SiGe HBT 0.5µm. V C = 3.5 V, P out = 35 dbm, f = 900 MHz. 45

52 I - Le transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe, applications/spécifications pour l amplification de puissance I.7. Puissance : Effets de forte injection I.7.1. Auto-échauffement Dans les transistors bipolaires de puissance, le niveau de polarisation élevé associé aux forts courants présents induit une forte dissipation de puissance au niveau du dispositif. Cette dissipation locale de puissance est à l origine de l échauffement du composant. L augmentation de température induite se traduit par la diminution de mobilité des porteurs. Les caractéristiques de sortie simulées pour une cellule 48 ma, avec et sans prise en compte du réseau thermique sont présentées Figure I.25. Ainsi, à fort V CE, la diminution de courant I c liée à l auto-échauffement du transistor est mise en évidence. Figure I.25 : Caractéristiques de sortie à I B constant simulées avec et sans effet thermique, obtenues sur une cellule PA 48 ma élémentaire. I.7.2. Effet Kirk A faible courant, le temps de transit des porteurs, τ f (équation I.23), est constant. Cependant, en présence de forts courants, ce temps augmente. Ceci est dû à un élargissement de la base effective du transistor. Ce phénomène apparaît lorsque les charges mobiles injectées dans la région déplétée présente à la jonction base/collecteur deviennent supérieures aux charges fixes 46

53 I - Le transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe, applications/spécifications pour l amplification de puissance ionisées ce qui se traduit par une diffusion de la région de base neutre dans le collecteur. Cet effet est connu sous le nom d effet Kirk, principale limitation des performances hyperfréquences du composant [Kirk62]. Le seuil de l effet Kirk dépend donc notamment du dopage de collecteur. L obtention de performances fréquentielles élevées passe par l augmentation du dopage de collecteur ce qui entraîne la dégradation des tenues en tension du dispositif. I.7.3. Effet de barrière A faibles densités de courant, la discontinuité de bande de valence due à l hétérojonction SiGe/Si (Figure I.6) est masquée par le champ électrique de la jonction base/collecteur. Cependant, à plus forte injection, le déplacement de la zone de charges d espace base/collecteur révèle cette barrière, qui bloque l injection des trous dans le collecteur. L accumulation de porteurs a pour effet de modifier la courbure de bande de conduction qui bloque à son tour l injection des électrons. En conséquence, on observe une augmentation importante de la charge stockée dans la base, donc une diminution très forte de f T. I.7.4. Résistances d accès En fonctionnement normal, les courants en présence sont suffisamment importants pour que la chute de potentiel qu ils entraînent soit significative. Du fait des résistances séries du transistor, pour une tension V EB appliquée aux bornes du transistor, la tension réellement appliquée à la jonction émetteur/base V E B est inférieure. 47

54 I - Le transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe, applications/spécifications pour l amplification de puissance Emetteur Base Collecteur R E V B E R B V BE Figure I.26 : Illustration des résistances de base et d émetteur diminuant la polarisation intrinsèque de la jonction émetteur/base. Les tensions V BE et V B E sont liées par la relation : V V R I R I B' E' BE E E B B (I.43) La présence de résistance série affectent également le collecteur. Du fait de la résistance de collecteur, lorsque le courant collecteur devient important, une chute de tension a lieu dans le collecteur. Les résistances série des lignes d accès qui séparent les contacts des électrodes internes induisent également des chutes de tension. De cette façon, les tensions réellement appliquées au dispositif sont inférieures à celles appliquées au niveau des contacts. Spécialement marquées dans un contexte d amplification de puissance (présence de forts courants), ces chutes de tension sont prises en compte par le biais de plots de contrôle (méthode de Kelvin). Ces plots mesurent la tension appliquée au cœur du dispositif et agissent comme boucle rétroactive sur la source externe de tension de manière à adapter la tension délivrée. La structure de test faisant intervenir ce type de plots est détaillée paragraphe II

55 I - Le transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe, applications/spécifications pour l amplification de puissance I.8. L application Amplificateur de Puissance (PA). I.8.1. L amplificateur de puissance La Figure I.27 représente une coupe de téléphone portable avec ses différentes fonctions intégrées : un module mémoire et de gestion d énergie, un processeur, un module de transmission RF et finalement le module émission, amplificateur de puissance [Muller06]. Figure I.27 : Illustration des différentes fonctions dans un téléphone portable La chaîne d émission d un système radiofréquence, dans laquelle l amplificateur de puissance joue un rôle actif est illustrée Figure I.28: Mélangeur Amplificateur de puissance (PA) Modulateur filtre filtre filtre vers antenne oscillateur Figure I.28 : Schéma bloc d une chaine d émission. L amplificateur de puissance (PA) est chargé d amplifier le signal en provenance du mélangeur pour fournir une puissance active suffisante à l antenne. 49

56 I - Le transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe, applications/spécifications pour l amplification de puissance La puissance de sortie, le gain en puissance, la consommation et la linéarité sont les principaux paramètres caractérisant un PA. [Giry01] L amplificateur de puissance considéré est constitué d un étage d adaptation d impédances et de deux étages spécifiquement dédiés à l amplification de puissance. Etages dédiés à l amplification de puissance Etage d adaptation d impédances Figure I.29 : Vue de l amplificateur de puissance. Les réseaux d adaptation d impédance de source et de charge permettent à l amplificateur de puissance de présenter des impédances de source et de charge de 50Ω. Les transistors de puissance (résultat de la mise en parallèle de plusieurs transistors) constituent les cellules élémentaires des amplificateurs de puissance. Leurs impédances de source et de charge sont généralement différentes de 50 Ω et varient avec la température. De par l auto-échauffement du composant, les variations associées d impédance de source du dispositif ne peuvent pas être négligées. Les réseaux d adaptation étant conçus pour transformer une impédance donnée en 50 Ω, toute variation d impédance du dispositif fait que l amplificateur de puissance ne présente plus d impédance de source constante de 50 Ω, ce qui l écarte des conditions de fonctionnement optimales. I.8.2. Les différents modes de fonctionnement d un PA Pour une technologie donnée, la conception d un amplificateur de puissance avec des performances optimales (puissance de sortie, rendement ou linéarité) repose sur le choix d une classe de fonctionnement et la détermination de l impédance de charge optimale. 50

57 I - Le transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe, applications/spécifications pour l amplification de puissance Les composants actifs utilisés en amplification de puissance se comportent, en sortie, comme un générateur de courant non linéaire I 0 (t) commandé par deux variables d excitation et de sortie indépendantes, respectivement V e (t) et V s (t). amplificateur de puissance V e (t) Z e I 0 (t) V s (t) Figure I.30 : Schéma électrique équivalent d un amplificateur de puissance. De façon générale, les classes de fonctionnement se définissent, d une part à partir de la forme temporelle des tensions d excitation V e (t) et de sortie V s (t), et d autre part, en fonction du temps de conduction de la source de courant commandée I 0 (t) par rapport à la période du signal d excitation V e (t). Ces différentes classes de fonctionnement se répartissent en trois groupes distincts : Dans un premier groupe sont rassemblées les classes telles que les tensions V e (t) et V s (t) sont purement sinusoïdales. Il s agit des classes de fonctionnement A, AB, B et C, que l on différencie par le temps de conduction de la source de commande I 0 (t) par rapport à la période du signal d excitation V e (t). Un second groupe dans lequel le transistor fonctionne non plus comme un amplificateur quasi linéaire mais plutôt comme un interrupteur ouvert ou fermé, avec une tension d excitation V e (t) de forme carrée et une tension de sortie V s (t) périodique de forme également carrée, voir pseudo-carrée. Il s agit des classes de fonctionnement D et E. Un troisième groupe où sont rassemblées les classes de fonctionnement dans lesquelles la tension d excitation V e (t) est sinusoïdale avec une tension de sortie V s (t) périodique, de forme 51

58 I - Le transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe, applications/spécifications pour l amplification de puissance généralement carrée et dont le temps de conduction de la source de courant commandée I 0 (t) est inférieur ou égal à la période du signal d excitation V e (t). On parle alors de classe F. Le NPN HBT qui fait l objet de ces travaux de thèse est conçu pour un amplificateur de puissance fonctionnant en régime commuté (classe D, E ou F). I.8.3. Spécifications Dans notre cas les applications visées en termes de standard de téléphonie cellulaire sont présentées Tableau I-1. Les spécifications de ces différents standards imposent des modules RF adaptatifs, capables de fonctionner sur des plateformes de seconde et troisième génération [Giry01]. Génération Standard Bande de fréquence Modulation Taux de transmission GSM 900 MHz 2 DCS 1800 MHz PCS 1900 MHz GSMK 9.6kbps CDMA 900 MHz 2.5 GPRS partagé entre GSMK(multislot) 115 kbps EDGE GSM/DCS 8-PSK 384 kbps 3 W-CDMA MHz HPSK 384 kbps / 2Mbps Table I-1 : Principales caractéristiques des standards de la téléphonie cellulaire 2 et 3G. Chaque standard possède une combinaison différente de bandes de fréquences, de format de modulation et de débits spécifiques. Les spécifications et les allocations fréquentielles, pour les différentes générations de communications sans fil, déterminent la topologie du système, du transistor, ainsi que le choix de la technologie semi-conducteur pour la conception du module RF. I.9. Etat de l art Peu de publications dans la littérature traitent de structures sur silicium dédiées aux applications d amplification de puissance. Les travaux les plus avancés dans le domaine sont ceux d IBM présentant une architecture simple polysiliciun quasi auto-alignée. Cette structure intégrée dans une technologie BiCMOS 0.35 µm présente une tension de claquage 52

59 I - Le transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe, applications/spécifications pour l amplification de puissance BV CEO de 8.5 V associée à une fréquence de transition f T de 27 GHz. Un second dispositif proposé présente pour un f T de 40 GHz et un BV CEO de 6 V. I.10. Conclusion Dans ce chapitre, la présentation du matériau silicium-germanium nous a permis de quantifier l apport bénéfique de cet alliage sur les performances de nos dispositifs. Nous avons ensuite décrit le fonctionnement théorique du transistor bipolaire à hétérojonctions Si/SiGe, agrémenté de nombreuses illustrations expérimentales. Enfin les contraintes et spécifications liées à l amplification de puissance ont été présentées. 53

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61 II. Architecture d étude et cellule dédiée à la puissance II.1. Introduction...55 II.2. Présentation de la technologie...55 II.3. Réalisation technologique...56 II.3.1. Schéma d intégration BiCMOS...56 II.3.2. Description détaillée du procédé de fabrication...57 II.3.3. Réalisation de l émetteur...60 II.3.4. Réalisation de la base...61 II.3.5. Réalisation du collecteur...61 II.3.6. Analyse MEB...62 II.3.7. Analyse SIMS...63 II.4. Cellule PA...65 II.4.1. Description...65 II.4.2. Phénomènes thermiques et résistances de ballast...68 II.4.2.a. Phénomènes thermiques...68 II.4.2.b. Influence de la résistance de ballast...69 II.5. Caractérisation...71 II.5.1. Oscillations parasites...71 II.5.2. Caractérisation de cellules de taille variable...73 II.5.3. Composantes de f MAX II.5.3.a. Rôle de la capacité base/collecteur...75 II.5.3.b. Rôle de la résistance de base pincée...76 II.5.4. Extraction de résistance de base pincée...78 II.5.5. Résistance R TH et capacité thermique C TH...79 II.5.5.a. Extraction de R TH...80 II.5.6. Caractérisation load-pull...84 II.6. Description de l outil de simulation...87 II.6.1. Géométrie et paramètres...87 II.6.2. Modèles physiques et limitations...88 II.7. Conclusion

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63 II - Architecture d étude et cellule dédiée à la puissance II. Architecture d étude et cellule dédiée à la puissance II.1. Introduction Ce chapitre présente de manière détaillée le procédé de fabrication du transistor bipolaire ainsi que les caractéristiques de la cellule dédiée à l amplification de puissance. Une attention particulière est apportée aux phénomènes thermiques inhérents aux cellules de puissance ainsi qu à la mise en œuvre de résistances de ballast pour les maîtriser. Enfin, les méthodes de caractérisation mises en oeuvre et les résultats associés sont présentés et l outil de simulation physique utilisé est décrit. II.2. Présentation de la technologie L idée clef des technologies BiCMOS est d associer transistors bipolaires et CMOS sur une même puce. Les avantages des bipolaires (linéarité et faible bruit) pour les applications analogiques et haute-fréquence combinés à ceux des transistors CMOS (faible consommation) pour les applications numériques font que les technologies BiCMOS répondent bien aux besoins des circuits de radiocommunications mobiles [Baudry01]. Les transistors bipolaires développés en technologie BiCMOS 0.25 µm présentent une architecture double polysilicium, dont le module émetteur/base est quasi-auto-aligné. Ces dispositifs sont isolés par tranchées superficielles STI (Shallow Trench Isolation) et profondes DTI (Deep Trench Isolation) qui délimitent la jonction collecteur/substrat au plus près du transistor (périmètre et surface collecteur minimes). L utilisation d une épitaxie de base Si/SiGe non sélective (épitaxie réalisée sur la totalité de la plaquette) permet de reporter les contacts de base sur les zones d isolation, par l intermédiaire de polysilicium de base, et ainsi réduire la surface des zones actives et des éléments parasites associés. L émetteur se compose d un polysilicium dopé arsenic in-situ. Les interconnexions font intervenir cinq niveaux de métaux. 55

64 II - Architecture d étude et cellule dédiée à la puissance II.3. Réalisation technologique II.3.1. Schéma d intégration BiCMOS La brique bipolaire qui correspond aux opérations successives nécessaires à la réalisation du transistor s intègre dans une route BiCMOS, (fabrication conjointe de transistors MOS et bipolaires). Plusieurs schémas d intégration peuvent être envisagés. La fabrication du bipolaire peut être intégrée avant, après, ou entre les étapes du CMOS. Le schéma d intégration retenu pour la technologie étudiée est présenté Figure II.1. Les étapes spécifiques au module émetteur/base sont réalisées en une seule fois après réalisation des grilles des transistors MOS. Opérations successives nécessaires à la réalisation du transistor Cœur CMOS Formation des tranchées peu profondes d isolation (STI) (Définition des zones actives) Ajustement caisson N et cannal P (NMOS) Ajustement caisson P et cannal N (PMOS) Réalisation de la grille Implantation LDD Lightly Doped Drain Espaceurs CMOS Implantations Source/Drain Recuit d activation Source/Drain Siliciuration Métallisation TBH SiGe: C Couches enterrées + épitaxie collecteur Tranchées profondes d isolation (DTI) Puits collecteur Implantation locale du collecteur (transistor faible tension) Définition de la base Epitaxie de base SiGe Définition de la fenêtre d émetteur Formation des espaceurs Dépôt du poly émetteur Définition poly émetteur et poly base Figure II.1 : Intégration des étapes spécifiques au TBH dans la route BiCMOS. 56

65 II - Architecture d étude et cellule dédiée à la puissance Deux types de transistors bipolaires haute et basse tension respectivement LV (Low Voltage) et HV (High Voltage) sont intégrés dans cette technologie. Ces deux dispositifs se différencient par la présence d une implantation sélective du collecteur SIC (Selective Implanted Collector) supplémentaire dans le cas du transistor LV. II.3.2. Description détaillée du procédé de fabrication Dans cette partie, les principales étapes de fabrication du transistor bipolaire NPN à hétérojonction Si/SiGe réalisé en technologie BiCMOS 0.25 µm sont détaillées. L ensemble des étapes de fabrication ont été réalisées à STMicroelectronics Crolles, sur plaques 200 mm. Tout d abord des couches enterrées par dopage localisé de zones N + sont réalisées (Figure II.2). Celles-ci constitueront une partie faiblement résistive de collecteur permettant d amener le courant à la verticale du contact. L épitaxie de collecteur faiblement dopée est réalisée. Les tranchées profondes d isolation DTI sont gravées puis remplies d oxyde et de polysilicium. Ce double remplissage permet de s affranchir de contraintes mécaniques induites dans le cas d un remplissage tout oxyde. Les zones actives sont délimitées par des tranchées peu profondes STI. Les tranchées sont gravées puis remplies d oxyde (Figure II.3). Le puits collecteur, réalisé par implantation phosphore, permet la définition d un chemin faiblement résistif vers la surface. Dans le cas du transistor LV, une implantation sélective du collecteur SIC vient surdoper localement le collecteur. La zone active émetteur/base des transistors bipolaires est définie dans une bicouche oxyde déposé/silicium amorphe. Couche enterrée N + Implantation couche enterrée Figure II.2 : Début de procédé 57

66 II - Architecture d étude et cellule dédiée à la puissance STI Epitaxie DTI Puits collecteur Epitaxie de type N Réalisation des modules DTI puis STI Implantation puits collecteur Figure II.3 : Réalisation des caissons Suivent l enchainement des recuits pré-épitaxiaux, la croissance de la base Si/SiGe et le dépôt de 20nm de TEOS (Tétra-EthixySilane). On dépose ensuite 50nm de polysilicium. Epitaxie de base Si/SiGe TEOS Polysilicium Epitaxie de base Si/SiGe non sélective Dépôt TEOS Dépôt polysilicium Figure II.4 : Réalisation de l épitaxie de base Après réalisation d une vignette «polystop» utilisée comme arrêt à la gravure de la fenêtre d émetteur, la structure double polysilicium proprement dite est réalisée. Le polysilicium de contact de base est déposé en four puis implanté en bore. Le dépôt d oxyde qui suit permet une isolation entre les polysiliciums d émetteur et de base. Vignette polystop Photo, gravure polystop Dépôt polysilicium de base Implantation polysilicium de base Dépôt TEOS Figure II.5 : Réalisation de la vignette «polystop» La fenêtre d émetteur est ouverte par gravure de l isolant TEOS puis du polysilicium de base. Une implantation SIC au phosphore, auto-alignée sur la fenêtre émetteur vient ajuster le dopage de la jonction base/collecteur. 58

67 II - Architecture d étude et cellule dédiée à la puissance Implantation SIC Photo fenêtre d émetteur Gravure TEOS Gravure polysilicium de base Implantation SIC Figure II.6 : Formation de la fenêtre d émetteur Un dépôt nitrure, suivi d une gravure plasma, permet la formation d espaceurs internes dont le rôle est d isoler le polysilicium d émetteur du polysilicium de base. Un nettoyage HF précède le dépôt du polysilicium d émetteur, dopé arsenic in-situ. Polysilicium d émetteur Espaceurs nitrure Dépôt nitrure Gravure des espaceurs internes Désoxydation Dépôt polysilicium émetteur Figure II.7 : Réalisation des espaceurs, dépôt polyémetteur Une étape de photolithographie suivie des étapes de gravure de polysilicium d émetteur et de TEOS inter-poly permettent de déterminer la géométrie du transistor. La délimitation du transistor s effectue par gravure du matériau polycristallin Si/SiGe. La face arrière est ensuite nettoyée par gravure, afin de permettre un recuit d activation RTP (Rapid Thermal Processing) permettant une bonne activation des dopants tout en limitant leur diffusion thermique. La fin du procédé consiste à siliciurer les dispositifs. Des zones de poly émetteur non siliciurées (présentant des résistances de 100Ω/ à comparer à des valeurs de 4 Ω/ dans le cas de polysilicium siliciuré) sont ouvertes. Les résistances ainsi réalisées en polysilicium non siliciuré sont appelées résistances de ballast. Comme détaillé paragraphe II.4.2.b, ces résistances assurent la stabilité thermique du dispositif. Les contacts sont ouverts dans un diélectrique intermétallique, puis remplis de tungstène. La superposition des niveaux métalliques, isolés entre eux par des couches d oxyde, permet la connexion des dispositifs entre eux. 59

68 II - Architecture d étude et cellule dédiée à la puissance Polysilicium d émetteur Epitaxie de base Si/SiGe SIC Gravure poly émetteur Gravure TEOS Photo, gravure poly base Gravure poly SiGe, Si amorphe Gravure face arrière Recuit d activation Figure II.8 : Formation de l émetteur Contact tungstène Siliciure Dépôt nitrure Photo siprot Dépôt cobalt Recuit flash Retrait sélectif Figure II.9 : Siliciuration, métallisation II.3.3. Réalisation de l émetteur L émetteur polysilicium ré-épitaxié [Jouan01] est déposé et dopé simultanément pendant la croissance (dopage in situ) : les dopants sont alors présents dans le matériau au moment du dépôt. Le polysilicium est composé de grains de silicium monocristallins orientés aléatoirement qui sont séparés les uns des autres par des régions appelées joints de grains. Un recuit d activation permet à l arsenic de passer des joints de grain aux grains où il est potentiellement actif. Le principal paramètre électrique représentatif de l émetteur est la résistance d émetteur R E. Sous l influence des différents traitements thermiques, le polysilicium d émetteur fortement dopé in-situ est une source de diffusion des impuretés, qui progressent de l émetteur vers la base. Afin de tenir compte de cet effet, une couche de silicium de quelques dizaines de nanomètres, non dopée, appelée CAP (capping), est déposée au dessus de la base SiGe:C lors de l épitaxie, et sert à espacer les matériaux constituant la base et l émetteur. 60

69 II - Architecture d étude et cellule dédiée à la puissance II.3.4. Réalisation de la base La base du transistor bipolaire réalisée par épitaxie SiGe:C non sélective présente un profil croissant de germanium depuis l émetteur vers le collecteur atteignant un pourcentage maximal de 20%. De plus, la base contient du carbone (concentration jusqu à 1 % maximum) dont la principale fonction est de limiter la diffusion du bore, permettant d obtenir des bases fines synonymes de transistors rapides. Comme présenté Figure II.10, la base se compose d un piédestal de silicium de 10 nm, d un plateau de germanium de 15 nm, de 30 nm de graduel de germanium (de 3 à 20%) et enfin d un CAP de silicium de 22 nm limitant la diffusion d arsenic depuis l émetteur. De cette façon la jonction émetteur/base se situe dans le graduel de germanium. Dans cet empilement seule la région de CAP ne contient pas de carbone. Teneur en Germanium (%) CAP silicium Bore Silicium piédestal Epaisseur (nm) Figure II.10 : Empilement schématique de la base. II.3.5. Réalisation du collecteur Le collecteur est la zone du transistor qui permet de collecter le courant d électrons qui a, au préalable, traversé la base, et de ramener ce courant en surface. Technologiquement, il se compose d éléments distincts (Figure II.11) : 61

70 II - Architecture d étude et cellule dédiée à la puissance - Le SIC (Selective Implanted Collector), zone de collecteur localement surdopée, implantée à travers la fenêtre d émetteur, sert à doper localement le collecteur et à assurer le contact avec la couche enterrée. - L épitaxie de collecteur, faiblement dopée. - La couche enterrée qui constitue une partie de collecteur faiblement résistive permettant d amener le courant au puits collecteur. - Le puits collecteur composé d une implantation visant à assurer le contact entre la couche enterrée et la surface du silicium. SIC SIC Puits Sinker collecteur Couche Buried enterrée layer N+ N + Epitaxie collecteur Figure II.11 : Coupe schématique de TBH. II.3.6. Analyse MEB Le Microscope Electronique à Balayage (MEB) permet d analyser en surface les matériaux, avec une précision de l ordre d une dizaine de nanomètres. Les couches analysées peuvent être conductrices (silicium, métal) ou isolantes (oxyde de silicium SiO 2 ou nitrure de silicium Si 3 N 4 ). L analyse nécessite la réalisation d une micro-section dans le plan du composant. Cette méthode est destructive. Une révélation chimique, réalisée en complément, permet d approfondir l analyse. L échantillon est alors trempé quelques secondes dans une solution d acide fluorhydrique fortement diluée. L oxyde est alors attaqué, ce qui permet de mieux visualiser les empilements grâce à une différence de topologie de surface dans le plan de la micro section. Le MEB peut également être utilisé en vue de dessus pour vérification des différents niveaux définis par des étapes de photolithographie (contrôle non destructif pendant la fabrication). Une coupe MEB du transistor réalisé est présentée Figure II

71 II - Architecture d étude et cellule dédiée à la puissance (a) 1 er niveau de métal Contact STI DTI (b) Emetteur Base Collecteur Figure II.12 : Observation SEM de la structure finale (a), zoom sur zone active du transistor (b) II.3.7. Analyse SIMS L analyse SIMS (Secondary Ion Mass Spectroscopy) permet la détermination des niveaux de dopage et profondeurs atteints par les différentes espèces chimiques en présence, par le biais de motifs de mesure spécifiques reflétant l empilement vertical du transistor bipolaire. Cette + méthode d analyse consiste à bombarder l échantillon par un faisceau d ions primaires (O 2 ou Cs - ) dont le choix s effectue en fonction du type d impuretés à analyser. Les ions secondaires réfléchis à la surface suite au bombardement sont collectés et analysés grâce à un spectromètre de masse. L abrasion due au faisceau forme un cratère ce qui permet de réaliser une analyse en profondeur du profil des dopants. Cependant, la résolution du SIMS diminue avec la profondeur. Le spectromètre de masse analyse en fonction du temps les espèces recueillies et permet de reconstituer le profil original en fonction de la profondeur. 63

72 II - Architecture d étude et cellule dédiée à la puissance Les profils de dopants typiques, obtenus en fin de procédé de fabrication, après recuit d activation sont présentés Figure II.13. 1E+21 As Emetteur Base Collecteur 20 1E+20 1E+19 C 15 Concentration (cm -3 ) 1E+18 1E+17 1E+16 B Ge P 10 5 Taux de germanium (%) 1E+15 1E Profondeur (nm) Figure II.13 : Analyse SIMS du profil vertical du transistor en fin de procédé. Le niveau de dopant arsenic dans la partie polysilicium d émetteur est de l ordre de at. cm -3. Le seul SIC réalisé (phosphore, at. cm -2, 400 kev) correspond à un niveau de dopage à la jonction base/collecteur légèrement supérieur à at. cm -3. A partir du positionnement des deux jonctions émetteur/base et base/collecteur, nous pouvons déduire la largeur de base neutre qui est ici de 75 nm. 64

73 II - Architecture d étude et cellule dédiée à la puissance II.4. Cellule PA La cellule dédiée au circuit d amplification de puissance est capable de supporter des courants élevés (de l ordre de l Ampère) et correspond au matriçage d une cellule élémentaire conçue pour supporter des courants d émetteur de 48 ma. L architecture spécifique de cette cellule élémentaire est présentée en détail avec une attention particulière apportée aux résistances de ballast d émetteur qui assurent la stabilité thermique du dispositif. II.4.1. Description La coupe de transistor bipolaire standard représentée Figure II.14 présente un émetteur totalement siliciuré dont le contact est placé juste au dessus de la région active d émetteur. Siliciure (CoSi 2, TiSi 2, NiSi 2 ) Contact d émetteur N+ Polysilicium d émetteur Polysilicium de base Collector N+ Base P+ Base P+ Collecteur N+ Figure II.14 : Coupe schématique de transistor bipolaire. La nouvelle architecture de transistor bipolaire développée est présentée Figure II.15 et Figure II.16. Cette architecture présente une résistance de ballast, correspondant à une zone de poly émetteur non silicurée, placée entre le contact d émetteur et la zone active d émetteur. L émetteur n est pas totalement siliciuré et les contacts d émetteur sont décalés par rapport à la zone active d émetteur. 65

74 II - Architecture d étude et cellule dédiée à la puissance Siliciure (CoSi 2, TiSi 2, NiSi 2 ) Contact d émetteur Résistances de ballast Polysilicium Polysilicium d émetteur de base N+ N+ Base P+ Collecteur N+ Figure II.15 : Coupe de la nouvelle architecture du transistor de puissance selon l axe de la Figure II.16. Sur la Figure II.16, on note la présence de deux résistances séries latérales sur chaque doigt d émetteur dont le rôle est d uniformiser les courants. Contact Poly émetteur Résistance série Résistance de ballast d émetteur Coupe Fenêtre d émetteur Figure II.16 : Paire de doigts d émetteur correspondant à un transistor unitaire La cellule élémentaire présentée Figure II.17, conçue pour supporter des courants d émetteur de 48 ma chacune, est composée de quatre paires de doigts d émetteur mis en parallèle, chaque paire de doigts correspondant à un transistor unitaire. 66

75 II - Architecture d étude et cellule dédiée à la puissance Doigt d émetteur Transistor unitaire Figure II.17 : Cellule PA 48 ma élémentaire Le dimensionnement d une telle cellule, plus précisément l estimation de la surface totale d émetteur associée à des courants de 48 ma, est fixée par la détermination de la densité de courant au pic de f T de la technologie considérée. La mesure préliminaire sur dispositif standard permet d obtenir la valeur de 0.3 ma. µm -2. Des courants de 48 ma supposent donc une surface active d émetteur de 15 µm 2. Le schéma électrique associé à un doigt d émetteur est présenté Figure II.18. On remarque les résistances de ballast et les résistances entre émetteurs. Chaque doigt d émetteur est représenté par trois transistors. 1.6µm Zone d émetteur siliciurée Contact de collecteur Résistances entre émetteurs (R) 13.4 µm Contacts d émetteur Résistances ballast d émetteur Re Contact de base Re R Re R Re (b) Contact d émetteur (a) Figure II.18 : Doigt d émetteur (a) et schéma électrique associé (b). La cellule capable de supporter des courants de l ordre de 400 ma représentée Figure II.19 est obtenue par matriçage de 8 cellules élémentaires. Ses dimensions sont de 145*50 µm 2. 67

76 II - Architecture d étude et cellule dédiée à la puissance Figure II.19 : Cellule PA 384 ma Les règles de dessin, la recherche de performances optimales et d un maximum d intégration conditionnent la géométrie de la cellule. La largeur de doigt d émetteur est fixée par le compromis entre performances RF et robustesse thermique [Spirito06]. II.4.2. Phénomènes thermiques et résistances de ballast II.4.2.a. Phénomènes thermiques Les 2 principaux phénomènes thermiques présents dans les transistors bipolaires sont appelés emballement thermique et second claquage. L emballement thermique des transistors bipolaires est un point crucial dans les TBH de puissance. Il est dû à la pente négative (-1.3mV/degré) de la courbe V BE (T) à I B constant. Ce phénomène se traduit par une augmentation du courant collecteur et, par conséquent, de la puissance dissipée pouvant aboutir à la dégradation voire la destruction du transistor. Le phénomène de second claquage est lié à la non-uniformité des résistances thermiques des doigts qui constituent l émetteur du transistor. 68

77 II - Architecture d étude et cellule dédiée à la puissance Ic Second claquage Avalanche V CE Figure II.20 : Caractéristique de I C en fonction de V CE mettant en évidence le phénomène de second claquage. Le scénario qui régit ce phénomène est le suivant : Le TBH comme tout transistor bipolaire est commandé en courant (I B ). A faible puissance, ce courant se répartit équitablement entre chaque doigt du composant. Au fur et à mesure que la tension V CE augmente, un gradient thermique de plus en plus marqué s établit. Les doigts centraux s échauffent plus que les doigts aux extrémités du TBH et drainent ainsi plus de courant. Par réaction en chaine, seuls les doigts centraux finissent par conduire [Xue07]. Pour éviter ce phénomène, il convient d homogénéiser le courant dans le transistor. Deux solutions peuvent être envisagées. La première consiste à placer une résistance en série sur la base du transistor. La seconde consiste, quant à elle, à mettre une résistance en série avec l émetteur. Ces résistances sont appelées résistances de ballast et ont pour but d aider à la dissipation de la puissance thermique en minimisant l emballement thermique local [Jiang05]. II.4.2.b. Influence de la résistance de ballast. L utilisation de résistances de ballast dégrade la puissance de sortie, le gain en puissance et la puissance ajoutée du transistor [Zhang06]. L évolution de la fréquence de transition f T et de la fréquence maximale d oscillation f MAX pour un transistor idéal et pour deux transistors avec résistances de ballast soit sur la base (R B ballast), soit sur l émetteur (R E ballast), est représentée Figure II.21 [Blanchet07]. 69

78 II - Architecture d étude et cellule dédiée à la puissance Figure II.21 : Influence de la résistance de ballast sur les caractéristiques f T et f MAX La fréquence de transition f T est peu affectée par la résistance de ballast bien que, dans le cas de la résistance ballast d émetteur, une légère diminution soit observée. Cette diminution correspond, au premier ordre, à la réduction de la transconductance du transistor. La fréquence maximale d oscillation f MAX, quant à elle, est fortement influencée par la présence de la résistance de ballast. En effet, l ajout d une résistance de ballast sur la base se traduit par une augmentation de R B et donc une diminution de f MAX. Pour palier le phénomène de second claquage on préfèrera donc l ajout de résistances de ballast en série sur chacun des doigts d émetteur du TBH de puissance. Afin de limiter la dégradation des caractéristiques liée au ballastage des différents doigts d émetteur, Arnold [Arnold74] propose l équation suivante fixant la valeur de résistance de ballast minimale pour assurer la stabilité thermique du dispositif. R E RthV qh C KT 1 1 c s0 e b qi H (II.1) H A K ln I / I r r 1 c 70

79 II - Architecture d étude et cellule dédiée à la puissance II.5. Caractérisations électriques II.5.1. Oscillations parasites Tout d abord la caractérisation DC de la cellule élémentaire de 48 ma s est heurtée à l apparition d oscillations liées aux éléments extrinsèques du transistor (inductances de polarisation et pointes). Les caractéristiques de Gummel ainsi obtenues sont présentées Figure II E+01 1.E-01 1.E-03 Oscillations IC, IB (A) 1.E-05 1.E-07 1.E-09 1.E-11 1.E V BE (V) Gain Figure II.22: Caractéristiques de Gummel avec oscillations sur cellule 48 ma Le fait que la partie réelle de l impédance d entrée ou de sortie du dispositif puisse devenir négative et que la partie réelle de l impédance de source ou de charge soit plus faible que cette impédance est à l origine des oscillations. Ce type de désagrément est évité, pour la mesure DC, par l utilisation de pointes RF qui ramènent une impédance de 50 Ω à l entrée de la cellule. L utilisation de telles pointes suppose des plots de mesures adaptés présentés Figure II.23. L émetteur est directement connecté à la masse, seuls les plots de base et de collecteur sont accessibles. 71

80 II - Architecture d étude et cellule dédiée à la puissance Sense de base Sense de collecteur Emetteur/Substrat Base Collecteur Dispositif Figure II.23: Structure de test du transistor étudié On peut également souligner sur le bloc présenté, la présence de plots d accès «sense» dont le rôle a été détaillé au chapitre I.7.4. Les caractéristiques de Gummel obtenues sur la cellule 48 ma avec de tels plots, sans oscillation, sont présentées Figure II E E-01 1.E IC, IB (A) 1.E-05 1.E Gain 1.E-09 1.E E V BE (V) 0 Figure II.24 : Caractéristiques de Gummel sur cellule 48 ma 72

81 II - Architecture d étude et cellule dédiée à la puissance II.5.2. Caractérisation de cellules de taille variable Les caractéristiques de Gummel obtenues pour différentes cellules de 48, 192 et 384 ma sont présentées Figure II.25. IC, IB (A) 1.E+00 1.E-02 1.E-04 1.E-06 1.E-08 Ib 384 ma Ic 384 ma Ib 192 ma Ic 192 ma Ic 48 ma Ib 48 ma V CB = 0 V 1.E-10 1.E V BE (V) Figure II.25 : Caractéristiques de Gummel obtenues pour des cellules de 48, 192 et 384 ma. La mise en parallèle de plusieurs cellules élémentaires permet de délivrer des courants élevés. Des cellules allant jusqu à 400 ma ont été mesurées. La caractérisation de telles cellules nécessite l utilisation de systèmes d acquisition spécifiques, capables de supporter des courants élevés (de l ordre de l Ampère). Pour cela un banc DC équipé de pointes RF dédié aux mesures de puissance a été mis en œuvre. Les caractéristiques dynamiques obtenues sont également présentées Figure II.26. Quelle que soit la taille de cellule, la fréquence de transition est constante. On note une légère diminution de la fréquence maximale d oscillation avec l augmentation de la taille de la cellule. 73

82 II - Architecture d étude et cellule dédiée à la puissance ft, fmax (GHz) ft 48mA fmax 48mA ft 96mA fmax 96mA ft 192mA fmax 192mA I C (A) Figure II.26 : Caractéristiques dynamiques de cellules 48, 96 et 192 ma à V BC = 0V II.5.3. Composantes de f MAX. Le but est de déterminer l influence des différents paramètres intervenant dans l expression de f MAX, figure de mérite la plus importante pour l amplification de puissance. D après l équation I.34 rappelée ci-dessous, f MAX dépend de f T, de la résistance de base pincée R B et de la capacité de jonction base/collecteur C BC. f f T max (I.34) 8 RB C jbc Les résultats présentés dans ce chapitre sont obtenus sur des cellules présentant des surfaces d émetteur de 0.4*12.8 µm² pour une tension V CE de 1.5 V. 74

83 II - Architecture d étude et cellule dédiée à la puissance II.5.3.a. Rôle de la capacité base/collecteur La capacité de la jonction base/collecteur intervenant également dans l expression de f T, le comportement de f MAX en fonction de C BC n est pas évident. La caractéristique f T en fonction de C BC est présentée Figure II A E =0.4*12.8 µm² V CE =1.5 V ft (GHz) C BC (ff) Figure II.27 : Evolution de f T en fonction de la capacité de la jonction base/collecteur. Pour le dispositif considéré, l augmentation de C BC, par augmentation du dopage de collecteur, s accompagne d une réduction de la résistance de collecteur R C. Par la diminution de R C, l augmentation de C BC se traduit par une augmentation de f T. Au final, malgré la présence de C BC au dénominateur de l expression de f MAX, la fréquence maximale d oscillation augmente avec la capacité de la jonction base/collecteur. Le dopage de collecteur fixe les tenues en tension du dispositif. Toute augmentation de celuici se traduit par de plus faibles tensions de claquage, non souhaitées pour les applications d amplification de puissance. Ainsi pour augmenter f MAX on préfèrera réduire C BC en gardant le dopage N C constant. L expression générique de la capacité est donnée ci-dessous. 75

84 II - Architecture d étude et cellule dédiée à la puissance S C d (II.2) L épaisseur d est fixée par le dopage du collecteur. Les contraintes de tenue en tension associées aux applications visées imposent de faibles dopages de collecteur, synonymes d épaisseur d élevée et de fortes résistances de collecteur. ε étant une constante, seule la surface de la jonction base collecteur pourra être modifiée en vue de l augmentation de la capacité de la jonction sans variation de la résistance de collecteur. Comme nous le verrons Chapitre IV, pour une ouverture d émetteur donnée, la diminution de la surface de la jonction collecteur/base peut être obtenue par réalisation d une structure autoalignée. II.5.3.b. Rôle de la résistance de base pincée La résistance de base pincée représente la résistance de la couche de la base intrinsèque (située sous l émetteur) pincée par les zones désertées et l avancée de l arsenic d émetteur qui diffuse au cours des différents recuits. La résistance de base pincée intervenant au dénominateur de l expression de la fréquence maximale d oscillation, le comportement de f MAX en fonction de R B est identique à celui de f T. L évolution de la valeur maximale de f T en fonction de la résistance de base pincée est présentée Figure II

85 II - Architecture d étude et cellule dédiée à la puissance A E =0.4*12.8 µm² V CE =1.5 V ftmax (GHz) Résistance de base pincée par carré (KΩ par carré) Figure II.28 : Evolution de f T en fonction de la valeur de résistance de base pincée. La réduction de base pincée peut être obtenue soit par augmentation de l épaisseur de base, soit par augmentation du dopage. Dans le cas présent, la résistance de base pincée est réduite par élargissement de la base via l augmentation de l épaisseur de CAP s accompagnant d une diminution de la capacité de la jonction émetteur/base. La Figure II.29 correspond aux caractéristiques de fréquence de transition obtenues pour différentes épaisseurs de CAP V CE = 1.5 V CAP -25% CAP std CAP +50% Ft (GHz) E E E E E E E-03 Ic (A) Figure II.29 : Caractéristiques de f T pour différentes épaisseurs de CAP. 77

86 II - Architecture d étude et cellule dédiée à la puissance En conclusion, la diminution de la capacité de la jonction base/collecteur sans variation de la résistance de collecteur, la diminution de la résistance de base pincée et de la capacité de jonction émetteur/base permettent l optimisation de f MAX. II.5.4. Extraction de la résistance de base pincée La méthode suivie pour extraire la résistance de base pincée [Raya06] est décrite ci-dessous. Pour cela 6 mêmes types de cellules de géométries variables sont nécessaires. Les cellules utilisées (Figure II.30) présentent un émetteur en anneau de largeur W et 2 types de contacts de base, l un central (B1) et deux externes (B2). Emetteur Contacts de base B2 B1 W B2 L Poly Base Collecteur Figure II.30 : Structure associée à la mesure de résistance de base pincée Une différence de potentiel de 100 mv est appliquée entre les contacts de Base B1 et B2. Pour deux longueurs de contact de base L et (L+ΔL) données on extrait les courants I(L) et I(L+ΔL) qui circulent entre B1 et B2. Pour différents V BE, la résistance de base totale est calculée. 0.1 Rbtot I L L I( L) (II.3) 78

87 II - Architecture d étude et cellule dédiée à la puissance De cette façon on s affranchit totalement des effets de bords susceptibles de fausser les valeurs extraites. Ainsi, pour une longueur ΔL la résistance obtenue est une résistance 2D «parfaite». Les caractéristiques Rbtot( L) L en fonction de W sont présentées Figure II Rbtot( L). L (Ω.μm) VBE -1V VBE -0.55V VBE -0.1V WE (µm) Figure II.31 : Evolution de Rbtot( L). L en fonction de W. Les pentes des droites obtenues correspondent alors à la moitié (2 résistances en parallèle) des valeurs de résistance de base pincée par carré (pour différents V BE ). II.5.5. Résistance R TH et capacité thermique C TH L augmentation de la température interne du transistor due au phénomène d autoéchauffement influence la réponse électrique de celui-ci. Au-delà d un certain seuil de puissance, le transistor a du mal à évacuer toute la chaleur qu il produit ce qui se traduit par une augmentation de la température interne du composant. Ce phénomène est modélisé par un sous-circuit constitué d une source de courant, et d une résistance en parallèle avec une capacité (Figure II.32). 79

88 II - Architecture d étude et cellule dédiée à la puissance (a) (b) Figure II.32 : Sous-circuits électrique (a) et thermique (b). La résistance thermique R TH et la capacité thermique C TH représentent la faculté du transistor à dissiper cette puissance en fonction de sa géométrie, de son architecture et des propriétés thermiques des matériaux qui le constitue. La puissance dissipée par le dispositif P D est la consigne qui est appliquée à la source de courant du sous-circuit thermique. Puis, l augmentation de température T à l intérieur du composant est évaluée par le biais de la relation : T P D R TH // 1/ j C TH (II.4) Les références [Rieh01], [Melczarsky06] présentent différentes méthodes d extraction de résistance thermique. La partie qui suit présente la méthode suivie pour l extraction de la résistance thermique de la cellule élémentaire de 48 ma [Beckrich05]. II.5.5.a. Extraction de R TH Pour différentes valeurs de température ambiante, les caractéristiques de sortie du transistor I C et V BE en fonction de V CE à I B constant sont mesurées (Figure II.33). 80

89 II - Architecture d étude et cellule dédiée à la puissance Ic (ma) Cellule 48 ma I B= 10 µa 27 C 30 C 40 C 50 C VBE (V) Cellule 48 ma I B= 10 µa 27 C 30 C 40 C 50 C V CE (V) V CE (V) Figure II.33 : Caractéristiques de I C et V BE en fonction de V CE à I B constant pour différentes valeurs de température de dispositif. Puis, les variations de V BE et I C en fonction de la température du dispositif à différentes valeurs constantes de V CE sont déduites de ces mesures VBE (V) VCE 1V VCE 1.3V VCE 1.6V VCE 2V T0 (K) T 0 (K) 8.5 IC (A) (ma) VCE 1V VCE 1.3V VCE 1.6V VCE 2V T 0 (K) Figure II.34 : Tracé de I C et V BE en fonction de la température du dispositif pour différentes valeurs de V CE. Ces courbes permettent de déterminer la correspondance entre la température du dispositif et la puissance dissipée par le dispositif selon la méthodologie suivante : 1 Une valeur de V BE est choisie 2 A partir des courbes de V BE en fonction de T 0, on détermine la valeur de I C correspondante pour une valeur de V CE constante donnée. 81

90 II - Architecture d étude et cellule dédiée à la puissance 3 Puis la puissance dissipée correspondant à ce point de fonctionnement est calculée grâce à la formule : P D =I C V CE +I B V BE. 4 Les points 2 et 3 sont ensuite répétés pour toutes les valeurs de V CE auxquelles les mesures ont été faites. 5 Finalement les points 2, 3 et 4 sont répétés pour d autres valeurs de V BE. La courbe représentant la température du dispositif en fonction de la puissance dissipée par le dispositif à V BE constant est représentée Figure II T0 (K) VBE 0.795V VBE 0.800V VBE 0.805V VBE 0.810V VBE 0.815V P D (W) Figure II.35 : Evolution de la température du dispositif en fonction de la puissance dissipée. Cette caractéristique sert à déterminer la relation entre V BE et la température de jonction du dispositif. Puisque T R P, alors TH D T0 T j RTH PD. Ainsi une régression linéaire sur les courbes représentant T 0 en fonction de P D à V BE constant permet d extraire la température de jonction et la résistance thermique du dispositif mesuré (Figure II.36). La valeur de résistance thermique obtenue est de 190 W. K -1. Comme précisé par Li [Li06], cette valeur de résistance thermique a tendance à diminuer avec l augmentation de la puissance dissipée. Finalement, une régression linéaire sur la courbe représentant V BE en fonction de Tj nous permet d extraire une loi reliant les caractéristiques électriques du transistor à sa température de jonction. 82

91 II - Architecture d étude et cellule dédiée à la puissance 0.82 VBE (V) T j (K) Figure II.36 : Variation de V BE en fonction de la température de jonction. Toujours pour une cellule élémentaire de 48 ma, l influence des profondeurs de tranchées d isolation sur la valeur de résistance thermique du dispositif a été mesurée. Différentes cellules présentant des tranchées variant de 0 à 7 µm de profondeur ont été mesurées. Ainsi, pour une cellule élémentaire de 48 ma l augmentation de la valeur de résistance thermique en fonction de la profondeur des tranchées profondes d isolation est mise en évidence Figure II.37. Cependant, la taille importante de la cellule fait que le comportement observé est peu marqué RTH (W.K -1 ) Profondeur DTI (µm) Figure II.37 : Evolution de la résistance thermique de la cellule 48 ma en fonction de la profondeur des tranchées profondes d isolation. Du point de vue thermique on préfèrera donc limiter la profondeur des tranchées d isolation. 83

92 II - Architecture d étude et cellule dédiée à la puissance II.5.6. Caractérisation load-pull La technique du load-pull, apparue dans les années 1970, permet la caractérisation de composants et de transistors en fonctionnement non-linéaire. Pour ce faire, les impédances de source et/ou de charge varient pour plusieurs conditions de mesure (polarisation, niveau de puissance d entrée, type de signal d excitation, etc ). Ces impédances de source (source-pull) et/ou de charge (load-pull) peuvent varier à la fréquence fondamentale f 0, mais aussi aux fréquences harmoniques (2f 0 et 3f 0 ), pour réaliser du load-pull multi-harmonique. Lors de la caractérisation des transistors de puissance, ces impédances varient de façon à optimiser une caractéristique de sortie du transistor (par exemple le rendement ou la puissance de sortie). Le schéma de principe du banc utilisé est présenté Figure II.38 : Source RF Amplificateur Station sous pointes T de polarisation Coupleur Tuner fondamental de source Tuner harmonique de charge Tuner fondamental de charge Analyseur de spectre Wattmètre Alimentation DC Figure II.38 : Schéma de principe du banc load-pull passif de STMicroelectronics. Dans la configuration présentée, les mesures sont réalisées sous pointes. Le tuner fondamental de source permet de contrôler Γ source@f0. Le tuner fondamental de charge assure le contrôle de Γ charge@f0 et le tuner harmonique de charge contrôle Γ charge@2f0 et Γ charge@3f0. Les mesures de puissance disponible et de sortie à la fréquence f 0 sont effectuées à l aide d un wattmètre. La puissance transmise au dispositif est la somme de la puissance injectée au transistor et de la puissance réfléchie à f 0 qui existe lorsque le transistor n est pas parfaitement adapté (majorité des cas de mesure). La source RF impose le type de signal d excitation et l amplificateur est utilisé comme «driver» afin d obtenir un niveau de puissance d entrée 84

93 II - Architecture d étude et cellule dédiée à la puissance suffisant. Le spectre de sortie est observable grâce à l analyseur de spectre ce qui peut se révéler utile pour détecter des problèmes d oscillations parasites. Enfin les «T» de polarisation assurent la polarisation du dispositif sous test. Les mesures load-pull réalisées sont référencées par rapport à l impédance. En effet, le principal paramètre indépendant de la mesure est, non pas la fréquence, la puissance ou la polarisation, mais les impédances de source et/ou de charge (exprimées sous forme de coefficients de réflexion) aux fréquences fondamentale et harmoniques, présentées au dispositif. Ces impédances sont générées par les tuners, qui sont des composants passifs permettant de synthétiser une impédance à une fréquence donnée. Toute mesure comprend deux phases distinctes. La première consiste en l étalonnage du système de caractérisation et permet de définir les plans de référence, puis la mesure ellemême est réalisée. Le principe d étalonnage consiste à étalonner les différents blocs du banc passif, c'est-à-dire à déterminer leurs paramètres S. L ensemble des matrices de paramètres S obtenues sont cascadées, ce qui permet de ramener les plans de référence dans le plan des pointes et de déduire les caractéristiques du dispositif sous test. Les caractéristiques de puissance de sortie, gain, efficacité de collecteur et courants obtenus sur cellule 48 ma pour des impédances optimales, sont présentées Figure II.39 à Pout [dbm] 12 8 Cellule 48 ma V CE=3.6 V I C=30 ma f 0=900 MHz Gain [db] Puissance disponible [dbm] Figure II.39 : Puissance de sortie et gain du transistor en fonction de la puissance disponible. 85

94 II - Architecture d étude et cellule dédiée à la puissance 70 Efficacité de collecteur [%] Cellule 48 ma V CE=3.6 V I C=30 ma f 0=900 MHz Puissance disponible [dbm] Figure II.40 : Rendement en fonction de la puissance disponible Cellule 48 ma V CE=3.6 V f 0=900 MHz Ic [ma] Ib [µa] Puissance disponible [dbm] Figure II.41 : Courants de base et de collecteur en fonction de la puissance disponible Les performances présentées sont obtenues pour V CE = 3.6 V, I c = 30 ma à une fréquence de 900 MHz. Dans le cas d applications portables, les caractéristiques et ordres de grandeur associés des amplificateurs de puissance sont les suivantes : 86

95 II - Architecture d étude et cellule dédiée à la puissance Puissance de sortie 20 à 30 dbm Rendement 30 à 60% Gain en puissance 20 à 30 db Table II-1 : Performances typiques d amplificateurs de puissance pour applications portables Un rendement de 68.6% associé à une puissance de sortie de 23 dbm illustre le bon fonctionnement du dispositif dans des conditions de mesures grand signal, le positionnant favorablement pour les applications d amplification de puissance [Malladi07]. II.6. Description de l outil de simulation II.6.1. Géométrie et paramètres Les simulations réalisées ont avant tout un aspect qualitatif plutôt que quantitatif. On ne cherche pas à prédire les valeurs des caractéristiques électriques du transistor mais à déterminer leur évolution selon divers paramètres et ainsi comprendre le fonctionnement physique du transistor. Les simulations ont été réalisées avec l outil de simulation Sentaurus de la société Synopsys, anciennement Integrated Systems Engineering. Afin d alléger le temps de calcul, les simulations sont réalisées en deux dimensions sur un demi transistor (Figure II.42.a). Emetteur Base Collecteur STI DTI (a) (b) Figure II.42 : Schéma de la structure utilisée pour les simulations (a), détail de maillage au niveau de la jonction émetteur/base (b) 87

96 II - Architecture d étude et cellule dédiée à la puissance La simulation se fait par éléments finis : un maillage, plus ou moins fin selon la précision souhaitée découpe la structure géométrique (Figure II.42.b). Pour chaque barycentre de maille élémentaire du maillage, les équations régies par les modèles introduits dans la simulation sont résolues. Il est ainsi possible d obtenir en chaque point géométrique de la structure de nombreuses informations comme le champ électrique, la densité de porteurs, la concentration des dopants, le niveau des bandes de conduction et de valence. Ainsi le fonctionnement du transistor en deux dimensions peut être étudié. II.6.2. Modèles physiques et limitations Contrairement au modèle thermodynamique, le modèle hydrodynamique, utilisé pour les simulations effectuées, prend en compte avec précision les phénomènes de porteurs chauds, de vitesse de saturation et d ionisation par impact. Il est donc particulièrement adapté pour rendre compte des phénomènes de haute injection et pour l extraction des tensions de claquage. La méthode Monte-Carlo, plus précise que le modèle hydrodynamique requiert une puissance de calcul trop importante pour envisager de simuler le transistor dans son ensemble. Les principales limitations du modèle utilisé, rendant difficile l obtention d un comportement électrique simulé identique à celui du dispositif réel, sont les suivantes : La simulation ne prend pas en compte le carbone présent dans la base. Ses effets sur la recombinaison à faible injection ne peuvent être prédits. Pour simplifier le modèle, l émetteur est simulé comme une surface de recombinaison. Il diffère donc des émetteurs réels qui présentent à la fois des parties mono et polycristallines. Afin de pouvoir être facilement paramétrés, les profils de dopants d émetteur, de base et de collecteur sont approximés par des profils gaussiens. Ils différent donc sensiblement des profils réels dont la distribution peut être légèrement asymétrique (du fait de phénomènes de ségrégation notamment). 88

97 II - Architecture d étude et cellule dédiée à la puissance II.7. Conclusion Nous avons décrit le transistor bipolaire à hétérojonctions que nous avons utilisé lors de nos études. La structure dédiée à l amplification de puissance a été présentée, avec une attention toute particulière pour ses spécificités liées aux contraintes thermiques associées aux applications d amplification de puissance. Les techniques de caractérisation électrothermiques associées, les difficultés surmontées (oscillations parasites) et les méthodes d extractions de paramètres telle la résistance de base pincée ou la résistance thermique du dispositif de puissance ont été présentées. L influence des différents paramètres technologiques intervenant au niveau de la fréquence maximale d oscillation est détaillée. Les mesures en puissance réalisées sont présentées. Enfin, l outil de simulation utilisé est abordé. Dans le chapitre suivant, nous traiterons des améliorations technologiques apportées à cette structure afin de mieux répondre aux contraintes liées aux applications d amplification de puissance. 89

98

99 III. Optimisations de l architecture du TBH pour l amplification de puissance...92 III.1. Introduction...92 III.2. Base...92 III.2.1. Profil de germanium optimisé...92 III.2.1.a. Taux de germanium à la jonction émetteur/base...93 III.2.1.b. Stabilité en température du gain...95 III.2.1.c. Impédance d entrée Z in en fonction de la température...98 III.2.2. Variation du pourcentage de germanium à la jonction émetteur/base III.2.2.a. Influence sur le temps de transit III.2.2.b. Influence sur la stabilité du gain III.2.2.c. Influence sur l impédance d entrée III.2.3. Variation de bore dans la base III.2.3.a. Amélioration de gain III.2.3.b. Comportement en température III.2.4. Epaisseur de CAP III.2.4.a. Influence sur les caractéristiques dynamiques III.2.4.b. Augmentation du produit f T *B VCEO III.2.5. Incorporation de carbone dans le CAP III.3. Collecteur III.3.1. Compromis f T *B VCEO III.3.2. Epaisseur / Dopage d épitaxie collecteur III.3.2.a. Variation d épaisseur d épitaxie collecteur III.3.2.b. Caractéristiques d implantation SIC III.3.2.c. Résultats électriques III.3.2.d. Mise en œuvre d une résine épaisse III.3.2.e. Double implantation sélective de collecteur III.3.3. Implantation avant/après réalisation de la base III.3.4. Profil de germanium rétrograde III.3.4.a. Effet Kirk : Mécanismes en jeux III.3.4.b. Simulation III.3.4.c. Réalisation III.3.4.d. Discussions III.4. Règles de dessin, optimisation du layout III.4.1. Ballast

100 III.4.2. Variation de la largeur d émetteur III.5. Conclusion

101 III - Optimisations de l architecture du TBH pour l amplification de puissance III. Optimisations de l architecture du TBH pour l amplification de puissance III.1. Introduction Ce chapitre expose les diverses optimisations réalisées sur l architecture du TBH. Ces optimisations touchent à la fois à la modification du procédé technologique relatif à la structure épitaxiale et à la géométrie du transistor. Notre étude porte sur l amélioration des performances petit et grand signal via l optimisation des paramètres intrinsèques de base et de collecteur ainsi que des règles de dessin du transistor. III.2. Base du transistor Les travaux réalisés au niveau de la base en vue de l amélioration des caractéristiques du dispositif sont ici présentés. Comme l attestent les références [Salmon00], [Chang04] et [Ma06], de nombreux efforts portent sur l optimisation du profil de germanium de base. Un profil de germanium optimisé permettant une meilleure maîtrise du pourcentage de germanium à la jonction émetteur/base est proposé. Un gain stable en température est obtenu. Son influence sur le comportement en température de l impédance d entrée du dispositif est mise en évidence. Le comportement en température du gain du dispositif en fonction du taux de germanium présent à la jonction émetteur/base est étudié. Pour différents dopages de base, les modifications induites au niveau du gain sont étudiées. Enfin, l évolution du produit f T *BV CEO, en fonction des caractéristiques de CAP (épaisseur, présence de carbone ou pas) est considéré. III.2.1. Profil de germanium optimisé Le but est de calculer le pourcentage de germanium à la jonction émetteur/base pour lequel un gain en courant stable en température est obtenu. Un profil de germanium de base optimisé est réalisé. Enfin les résultats de gain et d impédance d entrée mesurés sont présentés. 92

102 III - Optimisations de l architecture du TBH pour l amplification de puissance III.2.1.a. Taux de germanium à la jonction émetteur/base Le pourcentage de germanium à la jonction émetteur/base peut être extrait de profils SIMS, mais avec une précision toute relative. Grâce à l évaluation de la réduction de bande interdite dans la base extraite du dispositif standard, le pourcentage de germanium à la jonction émetteur/base est déterminé avec précision [Jouan06]. Dans le cas d un transistor à hétérojonction, l expression du gain en courant est rappelée cidessous : I E E C Dn WE N DE G g exp (III.1) I B D p WB N AB kt où ΔE G est la réduction de bande interdite du silicium due à la présence de germanium dans la base, ΔE g = (ΔE ge -ΔE gb ) ΔE ge : réduction de la bande interdite Band Gap Narrowing dans l émetteur. ΔE gb : réduction de la bande interdite Band Gap Narrowing dans la base. Pour un dopage arsenic d émetteur de at. cm -3, la réduction de bande interdite ΔE ge est de 58 mev. (Cf équation I.10). Un dopage de bore de la base de at. cm -3 se traduit par une réduction de bande interdite ΔE gb de 34 mev. Pour une base uniformément dopée, l expression de la densité de courant collecteur dans un TBH est telle que : J EG Egb C ( T ) J 0 ( T) e k T (III.2) 93

103 III - Optimisations de l architecture du TBH pour l amplification de puissance J * * ( T) 4q ( mh m p ) ( kt ) n P B ) h qv BE k T T T R ( T e EG ( T ) (III.3) La variation de résistance de base pincée R B est déterminée par mesure. J De la caractéristique ln C 1 en fonction de, la réduction globale de bande interdite de la J 0 T base ΔE GT est extraite [Le Tron97] JC/J /T (1/K) Figure III.1 : Caractéristique J c /J o en fonction de 1000/T. La pente de la caractéristique présentée Figure III.1 donne une valeur de réduction de bande interdite totale ΔE GT de 94 mev. La contribution ΔE G du germanium dans la réduction de bande interdite est donnée par la différence entre la réduction globale de bande interdite et la réduction de bande interdite de la base liée à son dopage. E E E (III.4) G GT gb Pour ΔE G, la valeur de 60 mev est obtenue. D après l équation I.3 ceci correspond à un pourcentage de germanium à la jonction émetteur/base de 8%. 94

104 III - Optimisations de l architecture du TBH pour l amplification de puissance La différence E E ) est positive, par conséquent l augmentation de température se ( G g traduit par une diminution en exponentielle du gain. Les caractéristiques de gain associées au profil de germanium standard, pour différentes températures, sont présentées Figure III A E =0.4*12.8 µm² T, β T=0 C T=25 C 200 T=50 C T=75 C Gain 150 T=100 C T=125 C E-09 1.E-08 1.E-07 1.E-06 1.E-05 1.E-04 1.E-03 1.E-02 1.E-01 I C (A) Figure III.2 : Caractéristiques de gain obtenues dans le cas d un profil de germanium de base standard pour différentes températures. L augmentation de température s accompagne d une chute de la valeur maximale de gain. Ce comportement est spécifique aux transistors bipolaires à hétérojonctions (TBH) avec un profil abrupt de Ge à la jonction émetteur/base. A l opposé, les transistors bipolaires à homojonctions (BJT) voient leur gain augmenter avec la température. Par la suite, on tendra à réaliser un dispositif se positionnant à la frontière entre un TBH et un BJT, présentant donc un gain stable en température. III.2.1.b. Stabilité en température du gain Le but détaillé ici est d obtenir des caractéristiques de gain en fonction de I C stables en température. L intérêt d une telle approche est de pouvoir maîtriser la stabilité associée de l impédance d entrée du dispositif en fonction de la température [Mans08-2]. La variation 95

105 III - Optimisations de l architecture du TBH pour l amplification de puissance d impédance d entrée du dispositif avec la température suppose, pour la conception du circuit associé, des contraintes au niveau du circuit d adaptation, qui dans ce cas seront relaxées. Les circuits d adaptation étant dessinés pour une impédance de dispositif donnée, toute variation de celle-ci se traduit par une désadaptation. Ainsi le dispositif n est plus en conditions de fonctionnement optimales. Lorsque la réduction de bande interdite due à la présence de germanium dans la base est égale à celle liée aux dopants, le terme exponentiel qui intervient dans l équation du gain (Cf équation III.1) est minimisé. La température n apparait plus explicitement dans l expression du gain. D D n E DE (III.5) p W W B N N AB Le pourcentage de germanium à la jonction émetteur/base pour lequel cette condition est remplie est ici calculé. Le dopage de la base ainsi que celui de l émetteur fixent la réduction de bande interdite à égaler. La condition à remplir est : E 0.74 x E (58 34 mev G Ge g ) La valeur obtenue est de 3%. La Figure III.3 correspond aux profils de germanium de base standard et optimisé. Le profil optimisé présente donc un plateau de 15 nm à 3% de germanium à la jonction émetteur/base [Mans07-2]. 96

106 III - Optimisations de l architecture du TBH pour l amplification de puissance (a) (a) (b) (b) Teneur en Germanium (%) CAP Bore Ge Teneur en Germanium (%) CAP Bore Ge Epaisseur Profondeur (nm) Profondeur Epaisseur (nm) Figure III.3 : Profils de germanium de base standard (a) et optimisé (b). Le principal avantage de ce type de profil, de par la présence d un plateau de germanium, est une meilleure maîtrise du pourcentage de germanium à la jonction émetteur/base. La jonction émetteur/base, directement liée à la profondeur de diffusion d arsenic depuis l émetteur vers la base, se positionne sur ce plateau de 15 nm. L ajustement de l épaisseur de la couche de CAP, permettant de moduler la position du profil d arsenic, est facilité. De plus ce type de profil permet de conserver l effet bénéfique du graduel de germanium sur le temps de transit des porteurs. Comme le met en évidence la Figure III.4, des caractéristiques obtenues présentent une remarquable stabilité en fonction de la température. Gain A E =0.4*12.8 µm² T=-25 C T=0 C T=25 C T=50 C T=75 C T=100 C T=125 C E-09 1.E-08 1.E-07 1.E-06 1.E-05 1.E-04 1.E-03 1.E-02 1.E-01 I C (A) Figure III.4 : Caractéristiques de gain obtenues dans le cas d un profil de germanium de base optimisé pour différentes températures. 97

107 III - Optimisations de l architecture du TBH pour l amplification de puissance Pour la gamme de températures considérées (0, 125 C), la valeur maximale de gain ne varie que de 3%, contrairement au cas standard pour lequel la valeur maximale de gain en fonction de la température varie de 45%. III.2.1.c. Impédance d entrée Z in en fonction de la température La comparaison entre paramètres petit signal et grand signal est un des moyens permettant de faire le lien entre technologie de fabrication et conception de circuit. Du point de vue technologique, les paramètres petit signal sont surtout considérés alors qu au niveau conception de circuits de puissance RF, ce sont les paramètres grand signal. L expression de l impédance d entrée est telle que : Z in V T 1 ) I B ( R (III.6) E Pour une polarisation V CE de 3.6 V et un courant I c de 30 ma, l impédance d entrée du dispositif est mesurée. La fréquence fondamentale d opération est fixée à 900 MHz. Un signal d entrée est généré par un générateur radiofréquence puis filtré par un filtre passe bande. Les puissances injectée et réfléchie à l entrée du dispositif sont mesurées en temps réel par l intermédiaire de coupleurs. La puissance de sortie est également mesurée en temps réel. Un analyseur de spectre mesure les niveaux de puissance des fréquences harmoniques (schéma de principe du banc utilisé présenté Figure II.38). L évolution de la partie imaginaire de l impédance d entrée en fonction de la puissance de sortie pour différentes températures dans le cas d un profil de germanium standard est présentée Figure III.5. 98

108 III - Optimisations de l architecture du TBH pour l amplification de puissance Partie imaginaire de l'inpédence d'entrée (Ω) Profil de Ge standard Variation de 18% Puissance de sortie P out (dbm) -25 C 25 C 75 C 150 C Figure III.5 Evolution de la partie imaginaire de l impédance d entrée en fonction de la puissance de sortie pour différentes températures dans le cas du profil de germanium de base standard. Les mêmes caractéristiques pour un profil de germanium de base optimisé sont présentées Figure III.6. Partie imaginaire de l'inpédence d'entrée (Ω) Profil de Ge optimisé Variation de 12% Puissance de sortie P out (dbm) -25 C 25 C 75 C 150 C Figure III.6 : Evolution de la partie imaginaire de l impédance d entrée en fonction de la puissance de sortie pour différentes températures dans le cas du profil de germanium de base optimisé. Dans le cas d un profil de germanium de base optimisé, comme présenté, un gain stable en température est obtenu. Pour de faibles puissances, la variation de la partie imaginaire de l impédance d entrée en fonction de la température est atténuée. La dépendance persistante observée est liée à la variation du courant de base avec la température. 99

109 III - Optimisations de l architecture du TBH pour l amplification de puissance Compte tenu du fait que les variations d impédance d entrée du dispositif avec la température ne peuvent pas être compensées par les circuits d adaptation, un minimum de dispersion est recherché. Les désadaptations associées aux variations de température font que le dispositif n est plus en conditions optimales de fonctionnement. Dès lors, les performances sont dégradées. Le travail présenté permet donc d atténuer les désadaptations liées aux variations d impédance d entrée en fonction de la température. III.2.2. Variation du pourcentage de germanium à la jonction émetteur/base. Comme vu dans le chapitre précédant, une grande stabilité de gain en fonction de la température est obtenue. Par rapport au cas standard, la valeur maximale de gain est diminuée. En vue d augmenter cette valeur maximale, le pourcentage du plateau de germanium présent à la jonction émetteur/base est augmenté. La gamme balayée s étant de 3 à 6% de germanium. Teneur en Germanium (%) Bore Ge Epaisseur (nm) 100

110 III - Optimisations de l architecture du TBH pour l amplification de puissance Figure III.7 : Variation du pourcentage de germanium à la jonction émetteur/base. III.2.2.a. Influence sur le temps de transit Une forte différence du taux de germanium entre l entrée et la sortie de la base améliore le champ accélérateur induit et favorise le transport des électrons dans la base [Khanduri07]. Les caractéristiques 1 1 en fonction de présentées Figure III.8 permettent d extraire le 2 f T I C temps de transit total des porteurs en fonction du pourcentage de germanium à la jonction émetteur/base. 40 A E =0.6*6.4µm² V BC =0V 30 1/(2πfT) (ps) Pourcentage de Ge à la jonction E/B de 3% Pourcentage de Ge à la jonction E/B de 6% Temps de transit total /I C (A -1 ) Figure III.8 : Représentation de τ EC en fonction de l inverse du courant collecteur pour des transistors de taille d émetteur de 0.6*6.4 µm² présentant des pourcentages de germanium à la jonction émetteur/base de 3 et 6% à V BC = 0 V. Les profils présentant des pourcentages de germanium de 3 et 6% à la jonction émetteur/base présentent des temps de transit quasi identiques. Ainsi, comme le met en évidence la Figure III.9, les caractéristiques de f T obtenues sont similaires. 101

111 III - Optimisations de l architecture du TBH pour l amplification de puissance A E =0.6*6.4µm² V CE = 1.5 V 3% 6% 20 ft (GHz) E-05 1.E-04 1.E-03 1.E-02 I C (A) Figure III.9 : Caractéristiques de f T en fonction de I C pour des transistors de 0.6*6.4 µm² présentant des pourcentages de germanium à la jonction émetteur/base de 3 et 6%. III.2.2.b. Influence sur la stabilité du gain L augmentation du pourcentage de germanium à la jonction émetteur/base induit une augmentation de la valeur maximale de gain. Cependant, cette augmentation de valeur maximale s accompagne d une augmentation de variation de gain avec la température. Ainsi, on préférera un faible pourcentage de germanium à la jonction émetteur/base synonyme de gain stable en température A E =0.4*12.8 µm² 7 points de mesure 140 Gain [Ge] 3% [Ge] 4% [Ge] 5% [Ge] 6% Pourcentage de germanium à la jonction émetteur/base Figure III.10 : Variation de gain pour une gamme de température allant de -25 à 125 C en fonction du pourcentage de germanium à la jonction émetteur/base. 102

112 III - Optimisations de l architecture du TBH pour l amplification de puissance III.2.2.c. Influence sur l impédance d entrée La variation en fonction de la température de la partie imaginaire de l impédance d entrée du dispositif à -10 db ( Z 10 in émetteur/base est présentée Figure III.11. ) en fonction du pourcentage de germanium à la jonction 20% Variation en fonction de la température de la partie imagiaire de l'impédance d'entrée à -10dB 18% 16% 14% 12% 10% Standard Pourcentage de Ge à la jonction E/B Figure III.11 : Variation en fonction de la température de ( Z 10 in germanium à la jonction émetteur/base. ) en fonction du pourcentage de Pour le cas standard, la variation en température de ( Z 10 in ) est de 18%. Pour la meilleure optimisation, cette variation est réduite à 12%. Ainsi, l atténuation de la variation d impédance d entrée en fonction du comportement du gain en courant du dispositif est clairement démontrée. III.2.3. Variation de bore dans la base III.2.3.a. Amélioration de gain Comme vu précédemment, l adaptation du profil de germanium au niveau de la base a permis d obtenir une stabilité de gain en température. Cette amélioration a principalement portée sur la réalisation d un plateau de germanium au niveau de la jonction émetteur/base plutôt qu un profil graduel. La réalisation de ce plateau permet ainsi une meilleure maîtrise du pourcentage de germanium à la jonction émetteur/base. 103

113 III - Optimisations de l architecture du TBH pour l amplification de puissance L annulation du terme exponentiel présent dans l équation de gain rappelée Equation III.16, permet de fixer le pourcentage de germanium que doit présenter la jonction émetteur/base pour rendre le gain du dispositif stable en température. I E E C DnB WE N DE G g exp (III.16) I B DpE WB N AB kt Cependant cette opération, en comparaison au dispositif standard qui présente un pourcentage de germanium plus élevé que celui nécessaire à l obtention d un gain stable en température, se traduit par une diminution de la valeur de gain à température ambiante. Le but est donc d améliorer la valeur de ce gain tout en conservant une stabilité en température. L augmentation du pourcentage de germanium à la jonction émetteur/base a pour effet d augmenter la valeur de gain à température ambiante, mais s accompagne d une augmentation de dispersion de celui-ci avec la température. Au contraire, la diminution de la concentration de bore au niveau de la base, typiquement -15% par rapport à la référence, permet d augmenter le gain sans pour autant dégrader la stabilité en fonction de la température (Figure III.12) A E =0.4*12.8 µm² 7 points de mesure Gain [Ge] 3% [Ge] 4% [Ge] 4% [B] -15% [Ge] 5% [Ge] 5% [B] -15% [Ge] 6% [Ge] 6% [B] -15% Pourcentage de germanium à la jonction émetteur/base Spécifications en bore Figure III.12 : Variation de gain en température pour différentes conditions de pourcentage de germanium à la jonction émetteur/base et dopage de bore. 104

114 III - Optimisations de l architecture du TBH pour l amplification de puissance Malgré l augmentation de résistance de base pincée associée, les performances dynamiques pour un même pourcentage de germanium à la jonction émetteur/base ne sont pas affectées. Pourcentage de germanium à la jonction émetteur/base Ge 3% Ge 4% Ge 4% Ge 5% Ge 5% B Ge 6% Ge 6% Spécifications en bore Std Std -15% Std -15% Std -15% Résistance de base pincée (KΩ/ ) f T max (V CE =1.5V) (GHz) f MAX max (V CE =1.5V) (GHz) Table III-1 : Valeurs de résistance de base pincée et f Tmax pour différentes conditions de pourcentage de germanium à la jonction émetteur/base et dopage de bore. III.2.3.b. Comportement en température Les caractéristiques de gain obtenues pour des profils de germanium de base présentant des plateaux de 4% à la jonction émetteur/base avec des dopages de base standard dans un cas et réduit de 15% dans l autre à différentes températures sont représentées Figure III.13. Gain Variation de 10% T (a) T= -25 C T= 0 C T= 25 C T= 50 C T= 75 C T= 100 C T= 125 C Gain Variation de 10% T (b) T= -25 C T= 0 C T= 25 C T= 50 C T= 75 C T= 100 C T= 125 C 0 1.E-09 1.E-07 1.E-05 1.E-03 1.E E-09 1.E-07 1.E-05 1.E-03 1.E-01 I C (A) I C (A) Figure III.13 : Caractéristiques de gain pour un profil de germanium de base de 4% à différentes températures pour un dopage de base standard (a), pour un dopage de base réduit de 15% (b). Dans les deux cas, la variation de gain avec la température est faible. La réduction du dopage de base permet une augmentation de la moyenne des valeurs maximales de gain en fonction de la température. D une valeur moyenne de gain de 108 pour un dopage de base standard, un gain moyen de 120 est obtenu pour un dopage de base réduit de 15%. 105

115 III - Optimisations de l architecture du TBH pour l amplification de puissance III.2.4. Epaisseur de CAP Dans le cas d une base Si/SiGe épitaxiée, l ajustement de la couche de CAP permet de moduler la position du profil d arsenic et détermine la position de la jonction émetteur/base du dispositif (Figure III.14) Teneur en Germanium (%) Emetteur Base Collecteur CAP Ge Profondeur. Figure III.14 : Coupe verticale permettant de visualiser la zone de CAP Le réglage de l épaisseur de CAP dépend de plusieurs paramètres : - du type d impureté utilisé pour doper le polysilicium d émetteur. L arsenic qui avance peu ne nécessite pas les mêmes réglages que le phosphore qui diffuse beaucoup plus vite. - du recuit final d activation. Plus celui-ci est élevé, plus les dopants (aussi bien dans l émetteur que dans la base) diffusent. Du point de vue des performances électriques statiques, l augmentation de l épaisseur de CAP se traduit par une diminution du gain, essentiellement due à l augmentation du courant de base. III.2.4.a. Influence sur les caractéristiques dynamiques Les valeurs de capacité de jonction base/émetteur et de résistance de base pincée, pour 3 épaisseurs de CAP, sont présentées Figure III.15. Ces résultats sont obtenus pour des profils 106

116 III - Optimisations de l architecture du TBH pour l amplification de puissance de germanium de base avec plateau de 3% sur 15 nm d épaisseur à la jonction émetteur/base. Le dopage en bore de la base est de at. cm Résistance de base pincée (KΩ par carré) Capacité de jonction base/émetteur(ff) Epaisseur de CAP (nm) Figure III.15 : Evolution des résistances de base pincée et capacité de jonction base/émetteur en fonction de l épaisseur de CAP. Avec l augmentation de l épaisseur de CAP, la diminution conjointe de la résistance de base pincée et de la capacité de jonction base/émetteur se traduit par une augmentation de la fréquence de transition f T. Pour un CAP de 16 nm d épaisseur, 27 GHz de fréquence de transition est obtenue. Avec un CAP de 33 nm cette valeur s élève à 31 GHz. III.2.4.b. Augmentation du produit f T *BV CEO Les variations de CAP modifiant essentiellement les caractéristiques de la base, les caractéristiques du collecteur et donc les tenues en tension du dispositif ne varient pas de manière sensible. Seule une légère augmentation de la tension de claquage BV CEO avec l augmentation de l épaisseur de CAP peut être relevée. Ceci est lié au fait que le gain diminue avec l augmentation de CAP (augmentation du courant I B ). Ainsi, l effet transistor est atténué, d où des valeurs plus élevées de BV CEO. 107

117 III - Optimisations de l architecture du TBH pour l amplification de puissance L augmentation de CAP se traduisant par une amélioration des performances dynamiques du dispositif, on observe donc une augmentation du produit f T *BV CEO. Le tableau ci-dessous résume les résultats obtenus pour les différentes épaisseurs de CAP réalisées. Epaisseur de CAP (nm) Gain BV CEO (V) f Tmax à V CE =1.5V (GHz) f Tmax *BV CEO (GHz*V) Table III-2 : Valeurs obtenues pour différentes épaisseurs de CAP Figure III.16 représente l évolution du produit f T *BV CEO avec l épaisseur de CAP. 220 A E =0.4*12.8µm² Produit ft*bvceo (GHz*V) Epaisseur de CAP (nm) Figure III.16 : Evolution du produit f T *BV CEO en fonction de l épaisseur de CAP. L augmentation d épaisseur de CAP, pour le dispositif considéré, s avère être un moyen efficace d augmenter le produit f T *BV CEO. Pour une épaisseur de CAP maximale, une valeur de 217 GHz. V est atteinte. III.2.5. Incorporation de carbone dans le CAP L idée de contrôler la stabililité du courant de base I B par insertion de carbone dans la base a été développée par Saitoh [Saitoh04]. L augmentation de la composante de recombinaison en base neutre de I B est obtenue par augmentation de carbone dans la base. En effet, lorsqu il est inséré en site substitutionnel, le carbone bloque la diffusion du bore, ce qui permet l obtention de bases fines fortement dopées. A des concentrations plus fortes, le carbone est incorporé en 108

118 III - Optimisations de l architecture du TBH pour l amplification de puissance site interstitiel et crée alors des centres de recombinaison qui permettent d augmenter le courant de base. Lors de la croissance du CAP, le débit de méthylsilane CH 3 SiH 3, gaz précurseur du carbone, est constant. Le profil de base ainsi obtenu P2 est présenté Figure III.17 tout comme le profil standard P1. (a) Carbone (b) CAP silicium Bore Silicium piédestal 10 CAP silicium Bore Silicium piédestal Epaisseur Profondeur (nm) Profondeur Epaisseur (nm) 10 Figure III.17 : Profils de carbone P1 (a) et P2 (b). La teneur en carbone de la base, par défaut de at. cm -3, s étend ainsi à tout le CAP. CAP Si (P1) CAP Si + Carbone (P2) β à 0.75V I C à 0.75V (µa) I B à 0.75V (na) BV CEO (V) f Tmax à V CE =1.5V (GHz) f Tmax *BV CEO (GHz*V) Table III-3 : Résultats électriques obtenus pour les 2 types de profil de carbone réalisés. Le tableau III-3 montre une diminution de gain avec l incorporation de carbone dans le CAP. La diminution de gain est essentiellement due à l augmentation de I B ce qui se traduit par l augmentation de la tension de claquage BV CEO. En effet, pour de fortes concentrations, le 109

119 III - Optimisations de l architecture du TBH pour l amplification de puissance carbone est incorporé en site interstitiel et crée des centres recombinants qui permettent d augmenter le courant de base. III.2.6. Synthèse Ce travail réalisé au niveau de la base a permis de dégager plusieurs axes permettant au dispositif de mieux répondre aux contraintes liées à l amplification de puissance. Par une meilleure maîtrise du pourcentage de germanium à la jonction émetteur/base, le nouveau profil de germanium de base dessiné permet une atténuation de la variation d impédance d entrée du dispositif en fonction de la température. Dans ces conditions, l augmentation de l épaisseur de CAP a permet une amélioration du produit f T *BV CEO. 110

120 III - Optimisations de l architecture du TBH pour l amplification de puissance III.3. Collecteur Le collecteur, essentiel dans un contexte d amplification de puissance, conditionne la tenue en tension du dispositif et ses performances dynamiques [Rieh03]. Grâce à l optimisation des caractéristiques d épitaxie de collecteur, l amélioration des tenues en tension du dispositif sont présentées. Les caractéristiques d implantation SIC conditionnent la tension de claquage BV CEO et, par la détermination du seuil de l effet Kirk, la montée en fréquence du dispositif. Les optimisations de l un de ces deux paramètres allant à l encontre de l autre, une attention particulière doit être apportée au SIC. Celui-ci apparaît ainsi comme paramètre d ajustement [Preissler06]. Comme traité dans les références [Joseph99], [Pan04] et [Niu04] l introduction d un profil rétrograde de germanium dans le collecteur influe positivement sur les performances petit et grand signal du dispositif. Ainsi, un dispositif avec un tel profil de germanium au niveau du collecteur a été étudié par simulation physique bidimensionnelle puis réalisé. III.3.1. Compromis f T *BV CEO Un dopage collecteur élevé favorise une fréquence f T élevée en diminuant le temps de transit des porteurs et en retardant l effet Kirk, mais la tension d avalanche se trouve réduite. La figure de mérite f T *BV CEO, mesurée en GHz. V permet d évaluer ce compromis [Liu05]. Lorsque le dopage de collecteur augmente, la fréquence f T augmente également alors que BV CEO diminue. Ainsi le produit f T *BV CEO est quasiment constant. La Figure III.18 montre l évolution de f T en fonction de BV CEO pour les composants étudiés. L augmentation d énergie et la diminution de dose du SIC se traduisent par un déplacement, à produit f T *BV CEO quasi-constant, vers les fortes tensions de claquage et fréquences de transition plus faibles. Ainsi, avec ce type d optimisation de collecteur, il est difficile d améliorer dans le même temps les fréquences de transition et la tenue en tension du dispositif. 111

121 III - Optimisations de l architecture du TBH pour l amplification de puissance iso 200 iso 180 iso FTmax (GHz) BV CEO (V) Figure III.18 : Evolution de la fréquence de transition f T en fonction de la tenue en tension BV CEO pour différentes caractéristiques d implantation SIC. III.3.2. Epaisseur / Dopage d épitaxie collecteur Un travail spécifique sur les caractéristiques d implantation SIC ainsi que sur les caractéristiques d épitaxie collecteur permet d augmenter les tenues en tension [Matsuno03] requises pour les applications d amplification de puissance. Les améliorations apportées permettant au dispositif d atteindre des tenues en tension plus élevées, compatibles avec les contraintes fixées par les conditions d amplification de puissance, sont abordées. Les caractéristiques électriques statiques mesurées sont obtenues sur des dispositifs présentant des surfaces d émetteur de 1.6*12.8 µm². 112

122 III - Optimisations de l architecture du TBH pour l amplification de puissance SIC Couche enterrée Epitaxie de collecteur (1 µm at.cm -3 ) Figure III.19 : Coupe de transistor III.3.2.a. Variation d épaisseur d épitaxie collecteur Par défaut, l épitaxie de collecteur est de 1 µm avec un dopage de at. cm -3. La Figure III.20 présente l évolution de BV CBO et f Tmax en fonction de l épaisseur de l épitaxie de collecteur BVCBO (V) BVCBO ftmax ftmax (GHz) Epaisseur d'épitaxie collecteur (µm) Figure III.20 : Evolution de BV CBO et f Tmax en fonction de l épaisseur de l épitaxie de collecteur. L augmentation de l épaisseur de la couche de collecteur épitaxiée se traduit par une augmentation de la tension de claquage BV CBO. En parallèle, l augmentation de l épaisseur de l épitaxie de collecteur s accompagne d une augmentation du temps de transit des porteurs dans le collecteur qui se traduit par la dégradation de f Tmax. Lors de l épitaxie, diverses variations des caractéristiques du dopage de collecteur ont été réalisées. L implantation SIC ( at. cm -2, 400 kev) fait intervenir des dopants phosphore. La forte diffusivité associée à ce type de dopant ainsi que la remontée de la couche enterrée, 113

123 III - Optimisations de l architecture du TBH pour l amplification de puissance viennent masquer de telles variations. Ainsi celles-ci n ont pas d influence sur les caractéristiques du dispositif. III.3.2.b. Caractéristiques d implantation SIC Afin d évaluer l impact du dopage collecteur à la jonction base/collecteur, différentes implantations SIC ont été réalisées. Les variations ont porté sur les doses et énergies d implantation. Cette implantation SIC est réalisée au travers de la base du transistor. Le phosphore, lors de son implantation, de par sa petite taille crée moins de défauts dans la base que l arsenic. Ainsi celui-ci est préféré. L implantation standard est réalisée à 400 kev avec une dose de at. cm -2. En fonction de l épaisseur de l épitaxie de collecteur, les énergies d implantation SIC sont adaptées, de façon à maintenir le positionnement de la zone de collecteur localement surdopée par rapport à la couche enterrée. III.3.2.c. Résultats électriques Les résultats électriques obtenus pour différentes épaisseurs d épitaxie de collecteur et d implantations SIC sont présentés ci-dessous. Epaisseur d'épitaxie collecteur (µm) Implantation SIC Phosphore (cm -2 / kev) 2e12 / 400 2e12 / 520 4e12 / 520 4e12 / 580 2e12 / 650 4e12 / 650 4e12 / 750 BVCEO(V) BVCBO (V) ftmax (GHz) fmax max (GHz) Table III-4 : Résultats électriques obtenus pour différentes épaisseurs d épitaxie collecteur et implantations SIC. Par l augmentation de l épaisseur de l épitaxie de collecteur et l adaptation des caractéristiques d implantation SIC, les tensions de claquage BV CEO et BV CBO sont améliorées. Respectivement, des valeurs maximales de 8.1 V et 21.7 V sont atteintes. Ces tensions de claquage élevées sont obtenues à produit f T *BV CEO constant [Mans07-1]. Cependant les fortes implantations, mises en œuvre afin de satisfaire les conditions de tenue en tension pour l amplification de puissance, viennent à dégrader les dispositifs voisins. 114

124 III - Optimisations de l architecture du TBH pour l amplification de puissance III.3.2.d. Mise en œuvre d une résine épaisse Par défaut, la résine déposée, dans laquelle sont ouvertes les zones à implanter, est de 7650Å d épaisseur (Figure III.21) Ǻ (a) Ouverture d émetteur Ǻ (b) STI Epitaxie de base DTI Polysilicium de base Figure III.21 : Ouverture d émetteur avec résine standard (a), et résine épaisse (b). Cette épaisseur de résine n est pas suffisante pour stopper des implantations présentant de fortes énergies. Les dispositifs voisins, pour lesquels ces implantations ne sont pas voulues, doivent être protégés sous peine de dégradation de leurs performances. Comme le mettent en évidence les résultats présentés Figure III.22 l utilisation d une résine plus épaisse (13800 Å) évite toute dégradation de paramètres telles les tensions de seuil des transistors PMOS et NMOS voisins Transistor PMOS (a) Transistor NMOS (b) Tension de seuil V T (V) Résine standard Tension de seuil VT (V) Résine standard Résine épaisse Résine épaisse e12 / 400 2e12 / 520 4e12 / 520 2e12 / 650 4e12 / 650 Caractéristiques d'implantation SIC 0.5 2e12 / 400 2e12 / 520 4e12 / 520 2e12 / 650 4e12 / 650 Caractéristiques d'implantation SIC Figure III.22 : Tensions de seuil des transistors P et NMOS recouverts de résine lors de l implantation SIC du TBH. III.3.2.e. Double implantation sélective de collecteur En vue d améliorer le produit f T *BV CEO du transistor, des dispositifs faisant intervenir deux implantations SIC ont été simulées et réalisées. Les résultats obtenus sont présentés Table III- 115

125 III - Optimisations de l architecture du TBH pour l amplification de puissance 5. Ce type d optimisation a permis l obtention de résultats similaires à ceux obtenus dans le cas d une simple implantation sélective de collecteur. SIC1 phosphore (at. cm -2 / kev) / / / 450 SIC2 phosphore (at. cm -2 / kev) / / / 400 BV CEO (V) f Tmax (V CE =1.5V) (GHz) f Tmax * BV CEO (GHz*V) Table III-5 : Résultats électriques obtenus pour des dispositifs faisant intervenir 2 implantations sélectives de collecteur. De plus, la mise en œuvre d une double implantation faisant intervenir un niveau de masque supplémentaire, on préférera une simple implantation sélective du collecteur. III.3.3. Implantation avant/après réalisation de la base La Figure III.23 présente les profils verticaux simulés, obtenus dans le cas d une implantation SIC (Phosphore, Dose: at. cm -2, Energie: 600 kev), réalisée avant et après le dépôt de la base. L épaisseur d épitaxie de collecteur est de 1.2µm. L élargissement de la base, dans le cas d une implantation «SIC traversante» est ainsi mis en évidence. 1.E+21 1.E+20 1.E+19 Elargissement de la base Dopage (at.cm -3 ) 1.E+18 1.E+17 1.E+16 1.E+15 1.E+14 1.E+13 Implant SIC au travers de la base Implant SIC réalisée avant la base 1.E Epaisseur (µm) Figure III.23 : Profils verticaux pour des implantations SIC similaires avant et après réalisation de la base. 116

126 III - Optimisations de l architecture du TBH pour l amplification de puissance L élargissement de la base est généré par les défauts induits par l implantation. Le Tableau III.6 met en évidence l amélioration du produit f Tmax *BV CEO obtenue avec la réalisation de l implantation de collecteur avant l épitaxie de base : amélioration de l ordre de 27%. BV CEO (V) f Tmax (GHz) f Tmax *BV CEO (GHz*V) Implantation SIC avant réalisation de la base Implantation SIC après réalisation de la base Table III-6: Résultats de simulations électriques pour des implantations SIC avant et après réalisation de la base. La tension de claquage BV CEO, pour une implantation SIC avant réalisation de la base, est supérieure à celle obtenue dans le cas d une implantation après réalisation de la base identique. Dans le cas d une implantation traversante, du fait de l épaisseur de la base, les dopants se positionnent plus haut dans le collecteur. Ainsi le dispositif présente une tension de claquage moins élevée. D après les résultats de simulation obtenus, une solution à l utilisation de fortes énergies d implantation collecteur, liées aux contraintes de forte tenue en tension, associées à l amplification de puissance, est d implanter le collecteur avant réalisation de la base. Des dispositifs avec épitaxie de collecteur de 1µm et implantation SIC (Phosphore, Dose: at. cm -2, Energie: 400 kev) avant et après dépôt de la base ont été réalisés. Les résultats obtenus présentés Tableau III-7 valident les meilleures performances atteintes lorsque l implantation sélective de collecteur est réalisée avant dépôt de la base. En contre partie, de tels dispositifs, faisant intervenir une implantation sélective de collecteur avant la base, supposent l utilisation d un masque supplémentaire. En effet, dans le cas ou l implantation SIC est réalisée après dépôt de la base, le masque correspondant à la réalisation de la fenêtre d émetteur est utilisé (cf paragraphe II.3.2). Autrement, un masque spécifique à l implantation intervient.. BV CEO (V) f Tmax (GHz) f Tmax *BV CEO (GHz*V) Implantation SIC avant réalisation de la base Implantation SIC après réalisation de la base Table III-7 : Résultats obtenus pour des implantations SIC avant et après réalisation de la base. 117

127 III - Optimisations de l architecture du TBH pour l amplification de puissance III.3.4. Profil de germanium rétrograde Le travail réalisé en vue de l optimisation des caractéristiques de f T à forte injection est présenté ci-dessous. Pour cela le profil de germanium de base est étendu au collecteur. III.3.4.a. Effet Kirk : Mécanismes en jeux Comme détaillé chapitre I.7.2, pour des densités de courant élevées, l effet Kirk se traduit par un élargissement de la région de base neutre côté collecteur, au delà de l hétérojonction Si/SiGe [Helias06]. L effet de barrière de bande de valence due à l hétérojonction entre alors en jeu limitant les performances dynamiques du dispositif [Hueting05]. Pour de faibles densités de courant, la répartition des charges ainsi que la distribution de champ à la jonction base/collecteur sont telles que présentées Figure III.24. La concentration d électrons injectés dans la zone de charge d espace présente à la jonction base/collecteur reste faible devant le dopage de la couche de collecteur épitaxiée. Ainsi la largeur de cette zone déplétée n est pas modifiée. Les charges fixes positives présentes côté collecteur sont compensées par les charges fixes négatives de la base. A la jonction métallurgique base/collecteur, le champ électrique est maximal. Jonction base/collecteur Densité de charges N dc - + Collecteur n<<n dc Couche enterrée distance Champ distance Figure III.24 : Densités de charge et distribution de champ électrique pour de faibles densités de courant. 118

128 III - Optimisations de l architecture du TBH pour l amplification de puissance Lorsque que les densités de courant collecteur augmentent, la concentration d électrons mobiles dans la zone de charge d espace de la jonction base/collecteur augmente. La concentration d électrons injectés devient suffisante pour compenser les charges fixes positives. Les charges devant être exactement compensées de part et d autre de la jonction, la zone de déplétion s élargit du côté du collecteur. Ceci est illustré par la Figure III.25 pour laquelle la concentration d électrons mobiles injectés correspond à la moitié du dopage du collecteur. En conséquence, l épaisseur de la zone déplétée côté collecteur est multipliée par 2 pour que les charges fixes positives côté collecteur équilibrent les charges fixes négatives côté base. Jonction base/collecteur Densité de charges N dc - + n=0.5n dc Couche enterrée distance Champ distance Figure III.25 : Densités de charge et distribution de champ électrique pour une concentration d électrons mobiles injectés correspondant à la moitié du dopage du collecteur. Pour des densités de courant collecteur toujours plus élevées, la zone de déplétion s étend de plus en plus profondément dans le collecteur jusqu à atteindre la couche enterrée (Figure III.26). La couche de collecteur épitaxiée est alors complètement déplétée, le champ électrique présent est constant. Les charges négatives fixes de la base sont compensées par les charges fixes positives de la couche enterrée du collecteur. 119

129 III - Optimisations de l architecture du TBH pour l amplification de puissance Jonction base/collecteur Densité de charges N dc - + Couche enterrée n=n dc distance Champ distance Figure III.26 : Densités de charge et distribution de champ électrique pour une concentration d électrons mobiles injectés correspondant au dopage du collecteur. Lorsque les densités de courant collecteur augmentent au-delà de cette valeur, la concentration d électrons mobiles devient supérieure aux charges fixes positives. Comme présenté Figure III.27, le gradient de champ électrique dans la couche de collecteur épitaxiée est inversé. D après la distribution de champ électrique, la base neutre est élargie et s étend dans la région de collecteur épitaxiée. Densité de charges Jonction base/collecteur N dc +n - + n>n dc Couche enterrée distance Champ distance Figure III.27 : Densités de charge et distribution de champ électrique pour une concentration d électrons mobiles injectés supérieure au dopage du collecteur. 120

130 III - Optimisations de l architecture du TBH pour l amplification de puissance Tant que la discontinuité de bande de valence, due à l hétérojonction SiGe/Si, est masquée par le champ électrique de la jonction base/collecteur, cette discontinuité a des effets négligeables sur les caractéristiques électriques du composant [Khanduri04]. A forte injection, le déplacement de la zone de charge d espace base/collecteur révèle une barrière de potentiel associé à la bande de valence. Cette barrière crée une charge de trous à l hétéro interface et dégrade les performances de fréquence de transition du dispositif [Ashburn88]. L optimisation du profil de germanium de base, permet d atténuer les méfaits de l hétérojonction [Cui06]. Ainsi des profils de germanium de base rétrogrades ont été simulés puis réalisés [Mans08-1]. III.3.4.b. Simulation Des simulations électriques pour trois profils de germanium (standard et rétrogrades) ont été réalisées. Les profils simulés sont présentés Figure III.28. Teneur en Germanium (%) Bore Standard Rétrograde 60 Rétrograde Epaisseur Profondeur (nm) 60 Figure III.28 : Profils rétrogrades de germanium simulés. 121

131 III - Optimisations de l architecture du TBH pour l amplification de puissance Le cas standard présente un profil de germanium abrupt côté collecteur. Les 2 profils rétrogrades présentent une décroissance progressive du pourcentage de germanium et s étendent sur 60 et 120 nm dans le collecteur. Les caractéristiques f T en fonction de J C obtenues par simulation sont présentées Figure III.29. ft (GHz) A E =0.4*6.4 µm² V CE =1.5V Std (-13GHz) f T (J C ) simulé Profil de Ge standard Profil de Ge rétrograde de 60nm Profil de Ge rétrograde de 120nm Optimisé (-8GHz) ma.µm J C (ma.µm -2 ) Figure III.29 : Caractéristiques f T en fonction de J C pour 3 profils de germanium simulés. Pour le profil de germanium rétrograde de 120 nm, lorsque la densité de courant J C varie de 0.5 à 1 µa. mm -2, la fréquence de transition f T chute seulement de 8 GHz, à comparer à 13 GHz dans le cas standard. La gamme de courant pour laquelle la fréquence de transition est maximale est ainsi améliorée. Si l on considère la bande de valence, à fortes densités de courant, pour les 3 cas simulés, on constate une modulation de la barrière de potentiel associée due à l hétérojonction (Figure III.30). Dans le cas de profils de germanium rétrogrades, la discontinuité des bandes d énergie est atténuée. 122

132 III - Optimisations de l architecture du TBH pour l amplification de puissance Energie de bande (ev) E B C Bande de valence Atténuation de la discontinuité de bande Profil de Ge standard Profil de Ge rétrograde de 60nm Profil de Ge rétrograde de 120nm Bande de conduction J c = 1mA.µm Profondeur (µm) Figure III.30 : Diagramme de bandes pour 3 profils de germanium simulés. Ainsi la densité de trous présents dans la base, avec des profils de germanium rétrogrades est réduite (Figure III.31). 4.5E+18 Profil de Ge standard Profil de Ge rétrograde de 60nm 5.0E+17 Densité de trous (cm -3 ) 4.0E E E E E E E E+17 Profil de Ge rétrograde de 120nm B C Réduction de la densité de trous intégrée J c = 1mA.µm E E E E+17 Densité de trous intégrée (cm -2 ) 1.0E E Profondeur (µm) Figure III.31 : Densités de trous pour 3 profils de germanium simulés. 123

133 III - Optimisations de l architecture du TBH pour l amplification de puissance III.3.4.c. Réalisation Des structures avec profils de germanium rétrogrades, similaires à ceux précédemment simulés, ont été fabriquées. Le profil SIMS obtenu pour un profil de germanium rétrograde de 120 nm, après épitaxie, est présenté Figure III.32. 1E Concentration (cm -3 ) 1E+20 1E+19 1E+18 1E+17 B Ge C Taux de germanium (%) 1E Profondeur (nm) Figure III.32 : Observations SIMS du profil de germanium rétrograde de 120 nm réalisé. La Figure III.33 représente les caractéristiques f T (J C ) mesurées. Dans le cas d un profil de germanium rétrograde de 60 nm, une valeur maximale de f T de 32 GHz est obtenue. Plus le profil rétrograde de germanium s étend profondément dans le collecteur, plus la gamme de densité de courant pour laquelle la caractéristique de f T présente un plateau est large. 124

134 III - Optimisations de l architecture du TBH pour l amplification de puissance 35 f T (J C) mesuré ft (GHz) Profil de Ge standard Profil de Ge rétrograde de 60nm A E =0.4*6.4 µm² V CE =1.5V Elargissement du plateau de f T. 5 Profil de Ge rétrograde de 120nm J C (ma.µm -2 ) Figure III.33 : Caractéristiques f T en fonction de J C pour 3 profils de germanium réalisés. Cependant, les essais réalisés ont montré de moins bons résultats pour des épaisseurs de rétrograde supérieures à 120 nm. Dans ce cas l épaisseur maximale critique d épitaxie, avec relaxation de la couche d alliage SiGe, serait atteinte. III.3.4.d. Discussions L utilisation de profil de germanium de base rétrograde a mis en évidence l amélioration des caractéristiques dynamiques du transistor. Les méfaits de discontinuité de bande de valence, dus à l hétérojonction SiGe/Si sont atténués. Les performances de fréquence de transition du dispositif sont améliorées. III.4. Règles de dessin, optimisation du layout Un bras de levier supplémentaire pour l optimisation du transistor est le dessin des masques. L influence des variations de largeurs de résistances de ballast et de largeurs d émetteur sont explicitées. III.4.1. Ballast Comme détaillé dans le paragraphe II.4.2.b, le ballastage d émetteur permet d homogénéiser la répartition de courant entre chaque doigt d émetteur. Le ballastage d émetteur est préféré 125

135 III - Optimisations de l architecture du TBH pour l amplification de puissance au ballastage de base. Le choix de la largeur de zone de poly émetteur non siliciurée détermine la valeur de résistance de ballast. Un fort ballastage assure la stabilité thermique du dispositif. Comme mis en évidence Figure III.34, pour la gamme de largeur de résistance de ballast considérée (de 0.3 à 1.2 µm de large), les performances de fréquence de transition obtenues sur la cellule 48 ma ont tendance à diminuer avec l augmentation du ballastage d émetteur Cellule PA 48 ma ballast 0.3 µm de largeur ballast 0.9 µm de largeur ballast 1.2 µm de largeur ft (GHz) V BE (V) Figure III.34 : Caractéristiques de f T en fonction de V BE pour différentes largeurs de résistances de ballast. Les mesures load-pull réalisées sur ces différents dispositifs mettent en évidence la diminution du gain en puissance avec l augmentation de la valeur de résistance de ballast (Figure III.35). 126

136 III - Optimisations de l architecture du TBH pour l amplification de puissance Gain [db] R ballast, Gain Cellule PA 48 ma ballast 0.3 ballast standard 0.6 ballast 0.9 ballast Puissance disponible [dbm] Figure III.35 : Gain en fonction de la puissance disponible. III.4.2. Variation de la largeur d émetteur Ce paragraphe explicite l influence de variations de largeur d émetteur, mises en évidence par simulation sur les caractéristiques du dispositif [Schröter96]. A surface totale d émetteur constante, la diminution de la largeur des doigts d émetteur se traduit inévitablement par une augmentation du nombre de doigts. Principalement liée à l augmentation du nombre de contacts, la surface totale de la structure augmente. Ainsi, les interconnexions s allongent et des résistances parasites supplémentaires viennent s ajouter [Lin07]. Les caractéristiques de gain obtenues sur des structures 48 ma pour des largeurs d émetteur W variant de 0.6 à 1.6 µm par pas de 0.2 µm, à surface totale d émetteur constante, sont présentées Figure III

137 III - Optimisations de l architecture du TBH pour l amplification de puissance VC = 0V W, β Gain Cellule PA 48 ma V BE (V) Figure III.36 : Caractéristiques de gain en courant en fonction de V BE pour différentes largeurs de doigt d émetteur. La diminution de gain avec l augmentation de la largeur de doigt d émetteur est mise en évidence. Par contre, comme représenté Figure III.37, l augmentation de la largeur de doigt d émetteur se traduit par une amélioration des performances dynamiques du dispositif. Les tenues en tension du dispositif ne dépendant pas de la largeur d émetteur, le produit f T *BV CEO augmente avec la largeur d émetteur V C = 0V W,f T ft (GHz) Cellule PA 48 ma V BE (V) Figure III.37 : Fréquence de transition f T en fonction de la tension V BE. 128

138 III - Optimisations de l architecture du TBH pour l amplification de puissance L augmentation de f T observée est liée à une diminution des éléments parasites. La largeur de doigt d émetteur conditionne la taille de la structure. Pour une surface totale d émetteur constante, des structures avec de faibles largeurs d émetteur sont de taille plus importante. Ainsi, les éléments parasites sont plus marqués. Dans le cas d un HBT de type N, la limitation de largeur d émetteur est de l ordre de 2 µm [Fournier 93]. Dans notre cas, le choix d une largeur d émetteur de 1.6 µm correspond à une optimisation des caractéristiques électriques dynamiques. III.5. Conclusion Par le biais des optimisations du procédé technologique présentées (amélioration des profils de base et de collecteur), les caractéristiques statiques et dynamiques obtenues répondent mieux aux attentes pour l amplification de puissance. Un dispositif présentant une impédance d entrée stable en température est obtenue, la gamme de densité de courant pour laquelle la caractéristique de f T présente un plateau est étendue. Enfin les pistes pour l amélioration du produit f T *BV CEO du dispositif sont explorées. Le comportement du dispositif en fonction des caractéristiques géométriques de ballastage et de largeur d émetteur est explicité. Les travaux présentés dans ce chapitre sont réalisés dans une technologie de support non dédiée à l amplification de puissance. Le chapitre suivant présente les premiers résultats d architectures intégrées dans un environnement spécifiquement orienté vers la puissance. L une de ces architecture est intégrée dans une technologie «bas coût», l autre présente une structure double polysilicium auto-alignée. 129

139 IV. Architectures de TBH pour l amplification de puissance IV.1. Structure simple polysilicium quasi auto-alignée IV.1.1. Technologie pour la puissance IV.1.2. Présentation de la structure développée IV.1.3. Analyse physique de la structure finale IV.1.4. Résultats électriques IV.1.4.a. Caractéristiques statiques IV.1.4.b. Caractéristiques dynamiques IV.1.5. Transistor unitaire pour la puissance IV.1.6. Synthèse IV.2. Structure double polysilicium auto-alignée IV.2.1. Etapes de fabrication IV.2.2. Epitaxie sélective de la base IV.2.3. Caractérisation physique de la structure finale IV.2.3.a. Observation SEM IV.2.3.b. Analyse SIMS IV.2.4. Caractérisation statique IV.2.5. Caractérisation dynamique IV.3. Conclusion

140

141 IV - Architectures de TBH pour l amplification de puissance IV. Architectures de TBH pour l amplification de puissance Jusqu à présent, les développements présentés ont été réalisés sur architecture double polysilicium quasi-auto alignée. Le transistor considéré est issu d une technologie mature destinée aux applications analogiques et hautes fréquences. Afin de mieux répondre aux exigences de performances et de coût liées à l application d amplification de puissance, une technologie dédiée, dans laquelle s intègre la structure simple polysilicium quasi auto-alignée traitée, a été développée. Dans cette technologie, les dispositifs sont isolés par tranchées peu profondes; le TBH est réalisé avant définition de la grille des transistors MOS. Cette technologie fait intervenir 3 niveaux de métaux dont deux niveaux de cuivre épais. En parallèle, une structure double polysilicium auto-alignée a également été développée. L intérêt de ce type de structure dont le système émetteur base est dit auto-aligné est l amélioration des performances en fréquences par réduction de la capacité de jonction base/collecteur. Ce chapitre s intéresse donc à présenter les voies d exploration que constituent les premiers résultats obtenus pour les deux structures envisagées pour l amplification de puissance. IV.1. Structure simple polysilicium quasi auto-alignée IV.1.1. Technologie pour la puissance Comme vu au travers des références [Ramachandran02] et plus récemment [Joseph07], un grand intérêt est apporté au développement de technologies BiCMOS spécifiquement dédiées aux applications d amplification de puissance. Ces technologies fournissent des modules amplificateurs de puissance bas-coût avec de grandes capacités d intégration pour les futurs systèmes de communication sans fil. La technologie 0.25 µm développée s inscrit dans cette lignée. Elle associe un TBH SiGe:C, deux structures MOS N et P de 5V, différents types de résistances, des inductances et capacités MOM (Métal-Oxyde-Métal). 131

142 IV - Architectures de TBH pour l amplification de puissance IV.1.2. Présentation de la structure développée Ci-dessous est présentée la structure simple polysilicium quasi auto-alignée développée. Celle-ci est constituée d un émetteur polysilicium dopé Arsenic in situ de 2000 Å d épaisseur. Les contacts de base sont directement pris sur l épitaxie SiGe:C non sélective. L architecture du collecteur reprend celle de la structure d étude du chapitre précédent. Afin d atteindre de fortes tensions de claquage, une couche épaisse de collecteur de 1.2 µm est déposée par épitaxie. Les caractéristiques de l implantation sélective sont de at. cm -2 pour 520 kev. Emetteur polysilicium Epitaxie de base SiGe:C SIC Couche enterrée N + Nitrure Oxyde Puits collecteur Figure IV.1 : Structure simple polysilicium quasi auto-alignée développée. La plus grande simplicité de fabrication d une telle structure se traduit par une diminution des coûts associés. Par exemple, la technologie d étude abordée précédemment fait intervenir 33 masques contre 27 pour la technologie nouvellement développée. L auto-échauffement du dispositif est diminué par utilisation de tranchées peu profondes d isolation favorisant l évacuation de chaleur contrairement aux tranchées profondes d isolation. Cette technologie fait intervenir 3 niveaux de métallisation. Le premier niveau de métal correspond à 0.5 µm d aluminium, puis deux niveaux de cuivre épais de 3 µm interviennent. Ces deux derniers niveaux sont présentés Figure IV

143 IV - Architectures de TBH pour l amplification de puissance Cu 3µm Via 1.5µm Cu 3µm Figure IV.2 : Niveaux de cuivre épais. IV.1.3. Analyse physique de la structure finale Une observation SEM du premier dispositif réalisé est présenté Figure IV.3. On repère en particulier le premier niveau de métal épais (cuivre de 3µm). Sur la zone active, l épitaxie de base SiGe:C est monocristalline alors que sur STI celle-ci est polycristalline. Cu 3µm Epitaxie de base monocristalline STI Epitaxie de base polycristalline Zone active Figure IV.3 : Observation SEM de la structure simple polysilicium quasi auto-alignée. 133

144 IV - Architectures de TBH pour l amplification de puissance IV.1.4. Résultats électriques IV.1.4.a. Caractéristiques statiques Les caractéristiques de Gummel obtenues mettent en évidence le bon fonctionnement du premier dispositif réalisé. On note cependant, à faible injection, une légère fuite de la jonction émetteur/base. Une valeur de gain maximale de 140 est atteinte. 1.E+00 1.E-02 A E = 0.4*12µm² IC,IB (A) 1.E-04 1.E-06 1.E-08 1.E Gain en courant 1.E E V BE (V) Figure IV.4 : Courbes de Gummel et de gain. Les tensions de claquage mesurées sur ce même dispositif sont de 7.21 V pour BV CEO et V pour BV CBO. La valeur de BV CEO obtenue est très satisfaisante. Selon l étude du chapitre 3 et compte tenu de l épaisseur de l épitaxie de collecteur, la valeur de BV CBO paraît faible. 134

145 IV - Architectures de TBH pour l amplification de puissance IV.1.4.b. Caractéristiques dynamiques Les résultats dynamiques obtenus sont ici présentés. ft, fmax (GHz) V CE = 1.5 V A E = 0.4*6.4 µm² ft fmax 0 1.E-05 1.E-04 1.E-03 1.E-02 I C (A) Figure IV.5 : Fréquence de transition f T et maximale f MAX en fonction du courant de collecteur I C. Une fréquence de transition maximale de 25 GHz est atteinte. En ce qui concerne la fréquence maximale d oscillation sa valeur maximale est de 38 GHz. Cette faible valeur liée entre autre à l abandon des tranchées profondes d isolation doit pouvoir être améliorée par réduction des résistances parasites d accès à la base. IV.1.5. Transistor unitaire pour la puissance. Le transistor unitaire dessiné pour la puissance, intégré dans cette technologie, est représenté Figure IV.6. Ici, en comparaison au transistor unitaire pour la puissance de la technologie d étude, chaque doigt d émetteur est fractionné. Dans le cas d émetteurs multi-doigts de ce type, l auto-échauffement est réduit. Cette réduction est due à deux effets distincts : 135

146 IV - Architectures de TBH pour l amplification de puissance - Le rapport périmètre/surface est plus favorable lorsque le fractionnement de l émetteur augmente puisque l évacuation de la chaleur est améliorée. - La température maximale de la jonction est plus faible dans le cas de transistors multi-doigts que dans un transistor mono-doigt de surface identique : Les sources de chaleur sont plus étalées dans l espace. - Coupe Figure IV.8 Figure IV.7 : Transistor unitaire dessiné pour la puissance. Une observation SEM du premier niveau de métal du transistor unitaire est présentée Figure IV.8. Il s agit d aluminium de 0.5 µm d épaisseur. On distingue clairement les différentes métallisations d émetteur, de base et de collecteur. Collecteur Base Emetteur Figure IV.8 : Premier niveau de métal du transistor unitaire 136

147 IV - Architectures de TBH pour l amplification de puissance Contrairement au transistor unitaire de puissance de la technologie d étude pour lequel une même zone de base épitaxiée correspond au transistor unitaire (Figure II.15), ici, à chaque doigt d émetteur correspond une zone de base spécifique (Figure IV.8). Ainsi une diminution de la capacité de jonction base/collecteur est attendue. Epitaxie de base Si/SiGe Polysilicium d émetteur SIC STI Couche enterrée N + Figure IV.9 : Coupe de l architecture du transistor de puissance selon l axe de la Figure IV.6 IV.1.6. Synthèse Le travail de mise au point d une nouvelle structure de transistor bipolaire spécifique aux applications d amplification de puissance et issue d une filière technologique dédiée est présenté. Les résultats statiques et dynamiques obtenus sur ce premier lot démontrent la fonctionnalité d une telle structure. Afin de valider les modifications apportées par rapport au dispositif d étude, un futur travail portera sur la caractérisation du transistor unitaire pour la puissance dont le dessin est détaillé. 137

148 IV - Architectures de TBH pour l amplification de puissance IV.2. Structure double polysilicium auto-alignée De par l avancée des techniques de dépôt, de photolithographie et de gravure, les dispositifs quasi auto-alignés atteignent d excellentes performances. Cependant, les tolérances d alignement entre niveaux lithographiques délimitent les dimensions latérales du composant. L intérêt de structures auto-alignées est de minimiser la distance émetteur/base, donc l encombrement latéral du dispositif, ce qui permet de réduire la résistance de base et la capacité base/collecteur. Ainsi une structure complètement auto-alignée a été développée. Toutes les parties actives du transistor sont réalisées à partir d un seul masque, celui de la fenêtre d émetteur. IV.2.1. Etapes de fabrication L enchainement des étapes pour la réalisation du transistor bipolaire sont ici détaillées. Les étapes d isolation et de définition de collecteur (couches enterrées, épitaxie, puits collecteur, SIC), similaires à celles mises en œuvre dans le cas de l architecture double polysilicium quasi auto-alignée précédemment décrite, ne seront pas décrites dans ce paragraphe. Un oxyde d épaisseur conditionnée par la base SiGe est déposé. Une architecture double polysilicium conventionnelle est ensuite réalisée. Le polysilicium de contact de base est déposé ; suivent les dépôts d oxyde et de nitrure (Figure IV.9). La fenêtre d émetteur est ouverte. Sur les flancs de cette même fenêtre, des espaceurs nitrure fins sont formés. Ils empêchent la croissance de l épitaxie de base sélective sur le polysilicium de base et permettent également d éviter une consommation latérale de l oxyde inter polysilicium lors de la formation de la cavité. La cavité dans laquelle sera déposée la base est réalisée par nettoyage chimique à l acide fluorhydrique (Figure IV.10). 138

149 IV - Architectures de TBH pour l amplification de puissance Polysilicium Oxyde Nitrure Figure IV.10 : Etapes de dépôt. Espaceurs nitrure Cavité Figure IV.11 : Ouverture de la cavité. L épitaxie de base est alors réalisée ; le dépôt sélectif s effectue dans la cavité. Les espaceurs internes sont réalisés par dépôt successif d oxyde et de nitrure puis par gravure isotrope du nitrure avec arrêt dans l oxyde (Figure IV.11). Le polysilicium d émetteur est déposé puis délimité par gravure. La bicouche nitrure, oxyde inter-polysilicium est gravée avec le même niveau photo lithographique que l étape précédente. Une couche d oxyde «SiProt» servant de protection à la siliciuration de certains dispositifs et résistances de ballast est déposée. Le transistor est délimité par gravure de l oxyde de protection et du polysilicium de base. Les zones pour siliciuration sont ouvertes par gravure de l oxyde. Les étapes de métallisation standard permettent d assurer les prises de contacts ainsi que la connexion des transistors (Figure IV.12). 139

150 IV - Architectures de TBH pour l amplification de puissance Polysilicium d émetteur Espaceurs internes Epitaxie SiGe Figure IV.12 : Réalisation de l épitaxie sélective de la base. Siliciure Contact Figure IV.13 : Gravure du poly-émetteur, finalisation du dispositif. IV.2.2. Epitaxie sélective de la base Une croissance épitaxiale consiste en un dépôt progressif d atomes de manière ordonnée : Les atomes de Si et de Ge se déposent progressivement sur la plaque de silicium en reproduisant la maille du substrat. Ce mode de croissance, plutôt lent (de quelques Å/min à quelques dizaines d Å/min) et contrôlé, permet d obtenir des couches d excellente qualité cristallographique. Dans le cas du dispositif ici décrit, l épitaxie est dite sélective. Le dépôt du film se fait uniquement sur les surfaces de silicium de nature mono- ou polycristalline. Il est effectué dans un réacteur RP-CVD (Reduced Pressure Chemical Vapor Deposition), ce qui signifie le dépôt chimique en phase vapeur à pression réduite, à une température comprise entre 750 C et 140

151 IV - Architectures de TBH pour l amplification de puissance 850 C. Les gaz précurseurs utilisés sont le germane (GeH 4 ), le diborane (B 2 H 6 ) et l hydrogène (H 2 ). L ajout d acide chlorhydrique (HCl) permet d obtenir la sélectivité du dépôt. L insertion de ce paramètre supplémentaire entraine une plus grande complexité et sensibilité de procédé. En effet, l acide chlorhydrique a une influence sur l incorporation des différentes espèces (Bore, Germanium) et sur les vitesses de croissance. Cette chimie en chlorure est beaucoup plus dépendante de la température que la chimie hydrure utilisée dans le cas de l épitaxie non sélective. Elle empêche le dépôt de Si ou de Ge sur les zones diélectriques (nitrure ou oxyde de silicium), la croissance se fera donc uniquement sur les zones ou le silicium est apparent. Comme exposé Figure IV.11, le SiGe croit uniquement dans la cavité ouverte à cet effet. IV.2.3. Caractérisation physique de la structure finale IV.2.3.a. Observation SEM La coupe SEM du transistor en fin de procédé est présentée en Figure IV.13. On observe clairement l épitaxie sélective de la base SiGe:C qui s est formée dans la cavité limitée par l oxyde. Epitaxie sélective SiGe:C Figure IV.14 : Observation SEM de la structure auto-alignée. Une des principales difficultés de la structure auto-alignée réside dans l étape d épitaxie sélective de la base. Le procédé sélectif utilise une chimie chlorée qui induit une sensibilité de procédure beaucoup plus importante que le procédé non sélectif. 141

152 IV - Architectures de TBH pour l amplification de puissance La croissance de la base est monocristalline sur le substrat et polycristaline sur le polybase. La base du transistor vient se former, par épitaxie sélective, dans la cavité formée dans l oxyde. Pour une connexion entre l épitaxie monocristalline et l épitaxie polycristalline optimale, l épaisseur d épitaxie doit être correctement ajustée à l épaisseur de l oxyde piedestal. Avant d obtenir une connexion correcte entre épitaxie mono et polycristalline, plusieurs essais ont été réalisés. Dans le cas d une épaisseur d épitaxie sélective de base trop faible, le lien entre épitaxie mono et polycristalline n est pas obtenu. Pour une épaisseur d épitaxie de base trop importante, on observe une perte de sélectivité (Figure IV.14. (b)). Nitrure Polysilicium de base Oxyde Epitaxie monocristalline Oxyde Epitaxie sélective Perte de sélectivité (a) Epitaxie polycristalline (b) Figure IV.15 : Essais d épitaxie de base sélective: épaisseur d épitaxie trop faible (a), perte de sélectivité (b). 142

153 IV - Architectures de TBH pour l amplification de puissance IV.2.3.b. Analyse SIMS 1.E Concentration (cm -3 ) 1.E+21 1.E+20 1.E+19 1.E+18 1.E+17 1.E+16 P C B Emetteur As Base Ge Collecteur Taux de germanium (%) 1.E+15 Contamination 1.E Profondeur (nm) Figure IV.16 : Profils SIMS des dopants et pourcentage de Ge de la structure auto-alignée réalisée. Le profil SIMS obtenu sur le premier lot de ce type (Figure IV.15) met en évidence une contamination depuis la surface d émetteur. On relève sur les 100 derniers nanomètres de poly-émetteur déposés la présence en forte quantité de carbone, bore et phosphore. De par cette contamination les premiers dispositifs réalisés n ont pas pu être mesurés électriquement. Les dispositifs obtenus sur un second lot ont été caractérisés électriquement. Les résultats statiques et dynamiques obtenus sont présentés ci-dessous. IV.2.4. Caractérisation statique Les paramètres statiques sont obtenus sur un dispositif de surface d émetteur de 1.6*12.8 µm². Pour une épitaxie de collecteur de 1 µm associée à une implantation SIC de at.cm - 2 pour 200 kev, la tension de claquage BV CEO mesurée est de 6.93 V. La tension BV CBO est de V. Les courbes de Gummel obtenues sont présentées Figure IV.16. A faible injection, le courant de base présente une composante non-idéale de forte valeur. Le courant collecteur est, quant à lui, complètement idéal. 143

154 IV - Architectures de TBH pour l amplification de puissance IC, IB (A) 1.E-01 1.E-03 1.E-05 1.E-07 1.E-09 1.E-11 V BC =0 V A E =1.6*12.8µm² 1.E V BE (V) Figure IV.17 : Courbes de Gummel La valeur maximale de gain extraite est de 80. IV.2.5. Caractérisation dynamique Les résultats dynamiques obtenus sont ici présentés (Figure IV.17). ft, fmax (GHz) V CE = 1.5 V A E = 0.4*6.4 µm² ft fmax 0 1.E-05 1.E-04 1.E-03 1.E-02 I C (A) Figure IV.18 : Fréquence de transition f T et maximale f MAX en fonction du courant de collecteur I C. La valeur maximale de fréquence de transition obtenue est de 31.7 GHz. Ainsi le produit f T *BV CEO atteint pour cette architecture est de 220 GHz. V. La fréquence maximale d oscillation atteinte est de 74 GHz. 144

155 IV - Architectures de TBH pour l amplification de puissance Les résultats obtenus pour cette structure auto-alignée mettent en évidence l avantage apporté, d un point de vue électrique, par l auto-alignement du système émetteur/base. Une bonne maîtrise du procédé de dépôt d épitaxie sélective a permis la réalisation de dispositifs fonctionnels et performants. IV.3. Conclusion Dans ce chapitre, la fonctionnalité de la structure simple polysilicium quasi auto-alignée est démontrée. Des performances statiques et dynamiques proches de celles obtenues sur la structure double polysilicium de référence sont obtenues et cela à moindre coût. La structure auto alignée réalisée est également présentée. Un second lot a permis d obtenir des dispositifs fonctionnels qui ont pu être électriquement caractérisés. Bien que les structures présentées soient à des stades de développement différents, les résultats obtenus pour chaque structure sont comparés. Structure double polysilicium Structure simple polysilicium Structure double polysilicium quasi auto-alignée quasi auto-alignée auto-alignée Gain BV CEO (V) BV CBO (V) f T (V CE =1.5V) (GHz) f MAX (V CE =1.5V) (GHz) f T * BV CEO (GHz*V) Table IV-1 : Résultats obtenus sur les 3 architectures étudiées. Avec un produit f T *BV CEO de 220 GHz. V obtenu sur le premier lot, il apparaît que la structure à épitaxie de base sélective permet d atteindre les meilleures performances. 145

156

157 Conclusion générale Conclusion générale Le travail de thèse présenté porte sur l optimisation de transistors bipolaires destinés aux applications d amplification de puissance utilisés dans les communications sans fil. L objectif était d améliorer les performances statiques et dynamiques afin d approcher les performances obtenues dans le cas de technologies III-V, préférées aux technologies SiGe pour les applications d amplification de puissance, le silicium présentant une bien meilleure densité d intégration. Dans ce manuscrit, nous avons d abord présenté l intérêt de l alliage SiGe. Par la suite, les principales propriétés physiques du transistor bipolaire ont été décrites, tant en régime statique, dynamique et grand signal, le tout illustré de nombreux exemples. Les effets de forte injection ont été étudiés. Enfin, le fonctionnement général d un amplificateur de puissance a été décrit. Dans un premier temps, la technologie de fabrication du transistor bipolaire à hétérojonctions Si/SiGe sur lequel s appuie notre étude a été décrite. La cellule spécifiquement dédiée à l amplification de puissance avec ses spécificités liées aux contraintes thermiques a été détaillée. La caractérisation de la cellule de puissance s étant heurtée à des problèmes d oscillation, un banc de mesures DC à pointes RF a été mis en œuvre. Les mesures petit et grand signal obtenues ont permis de démontrer la validité de la structure. Le troisième chapitre traite de l optimisation des performances du transistor bipolaire de la filière BiCMOS 0.25 µm de STMicroelectronics pour une application d amplification de puissance. Le travail réalisé au niveau de la base, plus précisément sur le profil de germanium de base, a permis l obtention de caractéristiques de gain totalement stables en température. D une variation initiale sans optimisation de gain en fonction de la température de 45%, une variation de 3% est obtenue dans le meilleur cas après optimisation. Les mesures load-pull correspondantes ont mis en évidence l atténuation de la dépendance en température de l impédance d entrée du dispositif. Des modifications de CAP (épaisseur, incorporation de carbone) ont permis l amélioration du produit f T *BV CEO du dispositif. Nous nous sommes également intéressés aux caractéristiques de collecteur. Dans le but d améliorer les tensions de claquage BV CEO et BV CBO, les doses et énergies d implantation 146

158 Conclusion générale SIC ainsi que l épaisseur d épitaxie de collecteur ont été adaptées. Des tensions de claquage BV CEO de 8.1 V et BV CBO de 21.7 V ont été atteintes. Les contraintes d intégration associées aux nouvelles caractéristiques d implantation SIC ont été prises en compte par mise en œuvre de résine épaisse, permettant de protéger les dispositifs voisins. Avec ce type d optimisations un produit f T *BV CEO maximal (limite de Johnson) difficile à améliorer est atteint. La possibilité d améliorer ce produit par réalisation de l implantation sélective de collecteur avant réalisation de la base a été démontrée. Un profil de germanium de base étendu au collecteur a été développé. Par atténuation, pour des courants élevés, des effets de barrière de potentiel due à l hétérojonction SiGe/Si, ce travail a permis l amélioration des caractéristiques de f T à forte injection. Enfin, le comportement de la cellule de puissance en fonction des valeurs de résistance de ballast et de largeur d ouverture d émetteur est explicité. Dans le but de mieux répondre aux contraintes, en termes de performances et de coût, liées aux applications d amplification de puissance, une technologie BiCMOS dédiée a été développée. Le TBH fabriqué présente une architecture simple polysilicium quasi autoalignée. Pour l amplification de puissance, les performances obtenues avec ce type de dispositif sont encourageantes, avec pour intérêt majeur, des coûts de fabrication inférieurs à ceux liés à l architecture d étude. En dernier lieu, une architecture de TBH double polysilicium auto-alignée a été étudiée. L intérêt associé est l amélioration des performances dynamiques du dispositif tout en conservant des tenues en tension compatibles avec les applications d amplification de puissance. Ainsi un produit f T *BV CEO de 220 GHz. V est atteint. Au terme de ce travail, les optimisations apportées à l architecture d étude ont permis de mieux répondre aux contraintes fixées par les applications d amplification de puissance. La recherche de plus faible coût a aboutit au développement d une technologie spécifique dont les premiers dispositifs mesurés présentent des performances encourageantes. Tout comme pour les dispositifs auto-alignés dont les premiers résultats sont présentés, un travail de développement est à poursuivre. Le compromis entre performances et complexité de technologie (donc du coût) mis en avant guidera le choix de la technologie pour les applications de puissance. 147

159 Bibliographie BIBLIOGRAPHIE [Arnold74] R.P. Arnold, S. Zoroglu A Quantitative Study of Emitter Ballasting IEEE Transactions on Electron Devices, Vol. ED-21, N 7, pp , 1974 [Ashburn 88] P. Ashburn Design and realization of bipolar transistors Jhon Wiley & Sons, Chichester, pp.14-88, 1988 [Baudry01] H.Baudry, «Développement et étude de transistors bipolaires hautes performances à base silicium-germanium» Thése de doctorat, Université Grenoble I Joseph Fourier, [Barbalat06] B.Barbalat, «Technologie et Physique de Transistors Bipolaires à Hétérojonction Si/SiGeC Auto-alignés très Hautes Fréquences» Thèse de doctorat, Université Paris-Sud XI Faculté des Sciences d Orsay, [Beckrich05] H. Beckrich, D. Céli, D. Berger, P.Y. Sulima, T. Zimmer Bipolar Transistor Temperature Modeling Mixed Design of Integrated Circuits and Systems, pp , 2005 [Blanchet07] F.Blanchet, «Analyse et caractérisation des performances en puissance de transistors bipolaires à hétéro-jonction SiGe:C pour des applications de radiocommunications portables» Thèse de doctorat, Université de Limoges, [Chang05] S.T. Chang, Y. H. Liu, M.H. Lee, S.C. Lu, M.J. Tsai Optimal Ge profile design for base transit time of Si/SiGe HBTs ELSEVIER Materials Science in Semiconductor Processing, N 8, pp ,

160 Bibliographie [Cui06] Y. Cui, G. Niu, Y. Shi, C. Zhu, L. Najafizadeh, J.D. Cressler, A. Joseph SiGe Profile Optimization for Improved Cryogenic Operation at High Injection Proceedings of BCTM, 2006 [ Elias06] D.C. Elias, D. Ritter Kirk Effect in Bipolar Transistors With a Nonuniform Dopant Profile in the Collector IEEE Electron Device Letters, Vol 2, N 1 pp , 2006 [Giry01] A. Giry «Etude des potentialités des technologies CMOS avancées pour les radiofréquences : Application aux amplificateurs de puissance» Thèse : Optique, Optoélectronique et Microondes, Grenoble INPG, 2001 [Gonz99] G. Gonzales Microwave transistors amplifiers Analysis and Design 2 nd Edition, section 1.7, pp , 1999 [Esame04] O. Esame, Y. Gurbuz, I. Tekin, A. Bozkurt Performance comparison of state-of-the-art heterojunction bipolar devices (HBT) based on AlGaAs/GaAs, Si/SiGe and InGaAs/InP ELSEVIER, Microelectronics Journal, N 35, pp , 2004 [Fournier93] V. Fournier, J. Dangla, C. Dubon-Chevallier Investigation of emitter current crowding effect in heterojunction bipolar transistors ELECTRONICS LETTERS, Vol. 29, N 20, pp , 1993 [Hueting05] R.J.E. Hueting, R. van der Toorn Analysis of the Kirk effect in Silicon-Based Bipoar Transistor With a Nonuniform Collector Profile IEEE Transactions on Electron Devices, Vol. 52, N 11, pp , 2005 [Jiang05] N. Jiang, Z.Ma, G.Wang, P. Ma, M. Racanelli 3-W SiGe power HBTs for wireless applications ELSEVIER, Material Science in Semiconductor Processing, N 8 pp ,

161 Bibliographie [ Johnson03] J.B. Johnson, A.J. Joseph, D. Sheridan, R.M. Malladi SiGe BiCMOS Technologies for Power Amplifier Applications IEEE GaAs Digest, pp , 2003 [Johnson04] J.B. Johnson, A.J. Joseph, D.C. Sheridan Silicon-Germanium BiCMOS HBT Technology for Wireless Power Amplifier Applications IEEE journal of Solid State Circuits, Vol. 39, N 10, 2004 [Jos01] R. Jos Technology Developments Driving an Evolution of Cellular Phone Power Amplifiers to Integrated RF Front-End Modules IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol 36, N 9 pp , 2001 [Joseph99] A.J. Joseph, J.D. Cressler, D.M. Richey, G. Niu Optimization of SiGe HBT s for Operation at High Current Densities IEEE Transactions on Electron Devices, Vol. 46, N 7, pp , 1999 [Joseph07] A. Joseph, Q. Lui, W. Hodge, P. Gray, K. Stein, R. Previti-Kelly, P. Lindgren, E. Gebreselasie, B. Voegeli A 0.35µm SiGe BiCMOS Technology for Power Amplifier Applications Proceedings of BCTM, pp , 2007 [Jouan01] S.Jouan, «Développement et caractérisation de transistor bipolaires à hétérojonctions Si/SiGe pour les circuits radiofréquences» Thése de doctorat, Université Grenoble I Joseph Fourier, [Jouan06] S. Jouan, A. Talbot, S.Haendler, P.M. Mans, A. Perrotin, A.Monroy Bandgap Engineering in SiGe:C HBTs for Power Amplifier Applications ECS Meeting, SiGe: Materials, Processing, and Devices, Cancun Mexico, October 29 - November 3,

162 Bibliographie [Khanduri04] G.M. Khanduri, B.S. Panwar Study of Cutoff Frequency at High Collector Current Density in SiGe Single- Heterojunction Bipolar Transistor American Journal of Applied Sciences, N 3, pp , 2004 [Khanduri07] G. Khanduri, B. Panwar Simultaneous Optimization of Doping Profile and Ge-Dose in Base in SiGe HBTs IEEE Southeast Conference proceedings, pp , 2007 [Kirk62] C.T. Kirk A theory of transistor cutoff frequency (f T ) falloff at high current densities IEEE Transaction on electron Devices, Vol. 9, pp , 1962 [Klaassen 92] D.B. Klaassen, J.W. Slotboom, H.C. De GRaaff Unified apparent bandgap narrowing in n-type and p-type silicon Solid- State Electronics, Vol. 35, N 2, pp , 1992 [Lang85] D.V. Lang, R. People, J.C. Bean, A.M. Sergent Measurement of the band gap of Ge x Si 1-x /Si strained layer heterostructure Applied Physics Letters, Vol. 47, N 12, pp , 1985 [Lanzerotti96] L.D. Lanzerotti, A.S. Amour, C. Liu, J.C. Sturn, J.K. Watanabe, N.D. Theodore Si/Si 1-x-y Ge x C y /Si Heterojunction Bipolar Transistors IEEE Electron Device Letters, Vol 17, N 7, pp , 1996 [Le Tron97] B. Le Tron, M.D.R. Hashim, P. Ashburn, M. Mouis, A. Chantre, G. Vincent Determination of Bandgap Narrowing and Parasitic Energy Barriers in SiGe HBT s Integrated in a Bipolar Technology IEEE Transactions on Electron Devices, Vol 44, N 5 pp ,

163 Bibliographie [Lin07] C.H. Lin, Y.K. Su, Y.Z. Juang, C.F. Chiu, S.J. Chang, J.F. Chen, C.H. Tu The Optimized Geometry of the SiGe HBT Power Cell for a WLAN Applications IEEE Microwave and Wireless Components Letters, Vol 17, pp , 2007 [Liu05] Q.Z. Liu, B.A. Orner, L. Lanzerotti, M. Dahlstrom, W. Hodge, M. Gordon, J. Johnson, M. Gautsch, J. Greco, J. Rascoe, D. Ahlgren, A. Joseph, J. Dunn Collector Optimization in Advanced SiGe HBT Technologies IEEE Compound Semiconductor Integrated Circuit Symposium, CSIC proceedings, pp. 4, 2005 [Li06] H. Li, Z. Ma, P. Ma, M. Racanelli Thermal Resistance of SiGe HBTs at High Power Densities Third International SiGe Technology and Device Meeting, ISTDM proceedings, pp.1-2, 2006 [Ma06] Z. Ma, N. Jiang Base-Region Optimization of SiGe HBTs for High-Frequency Microwave Power Amplification IEEE Transactions on Electron Devices, Vol. 53, N 4, 2004 [Malladi07] R. M. Malladi, M. McPartlin, A. Joseph, H. Lafontaine, M. Doherty Large Signal Modeling of High Efficiency SiGe HBTs for Power Amplifier Applications Bipolar/BiCMOS Circuits and Technology, Proceedings of the 2007 Meeting, pp , 2007 [Mans07-1] P.M. Mans, C. Maneux, T. Zimmer, S. Jouan «Optimisation du transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe:C pour les applications d amplification de puissance» Journées Nationales du Réseau Doctorant en Microélectronique, 10 ème édition, Lille, Mai

164 Bibliographie [Mans07-2] P.M. Mans, S. Jouan, A. Pakfar, S. Fregonese, F. Brossard, A. Perrotin, C. Maneux, T. Zimmer Investigation of Ge content in the BC transition region with respect to transit frequency AKB: Arbeitskreis Bipolar (Working Group Bipolar), Infineon Technologies, Munich, Oct , 2007 [Mans08-1] P.M. Mans, S. Jouan, A. Pakfar, S. Fregonese, F. Brossard, A. Perrotin, C. Maneux, T. Zimmer Germanium Base Profile Optimization to Improve f T Characteristics at High Injection in RF Power SiGe:C HBTs 7 th IEEE Topical Symposium on Power Amplifiers for Wireless Communications, Orlando Florida, January, 2008 [Mans08-2] P.M. Mans, S. Jouan, F. Brossard, M. Comte, D. Pache, C. Maneux, T. Zimmer Ge Base Profile Engineering in SiGe:C HBTs for Power Amplifier Applications : Influence on Current Gain and Input Impedance over a Wide Range of Temperature 4 th International SiGe Technology and Device Meeting, Hsinchu Taiwan, May 11-14, 2008 [Mason54] S.J. Mason Power gain in feedback amplifiers IRE, Transactions on circuit theory, Vol. CT-1, pp , 1954 [Matsuno03] T. Matsuno, A. Kanda, T. Tanaka Power Amplifier Using Combined SiGe HBTs with and without Selectively Implanted Collector IEICE Transaction Electron, Vol. E86-C, N 10, pp , 2003 [Melczarsky06] I. Melczarsky, J.A. Lonac, F. Filicori Electrical Measurement of the Junction Temperature and Thermal Resistance of HBTs IEEE Microwave and Wireless Components Letters, Vol 16, N 2 pp ,

165 Bibliographie [Muller06] D.Muller «Optimisations des potentialités d un transistor LDMOS pour l intégration d amplificateur de puissance RF sur silicium» Thèse de doctorat, Université de Limoges, [Niu04] G. Niu, J. Pan SiGe HBT Design Tradeoffs Between Small Signal and Large Signal RF Performance Solid-State and Integrated Circuits Technology, 2004 Proceedings, Vol. 3, pp , 2004 [Nellis04] K. Nellis, P.J. Zampardi A Comparison of Linear Handset Power Amplifiers in Different Bipolar Technologies IEEE journal of Solid State Circuits, Vol. 39, N 10, 2004 [Osten97] H.J. Osten, G. Lippert, P. Gaworzewski, R. Sorge Impact of low carbon concentrations on the electrical properties of highly boron doped SiGe layers Applied Physics Letters, Vol. 71, N 11, pp , 1997 [Pan04] J. Pan, G. Niu, A. Joseph, D.L. Harame Impact of Profile Design and Scaling on Large Signal Performance of SiGe HBTs Bipolar/BiCMOS Circuits and Technology, Proceedings of the 2004 Meeting, pp , 2004 [People85] R. People Calculation of critical layer thickness versus lattice mismatch for Ge x Si 1-x /Si strained layers heterostructures Applied Physics Letters, N 47, pp , 1985 Erratum Appl. Phys. Lett., N 49, pp. 229, 1986 [People86] R. People Physics and applications of Ge x Si 1-x /Si strained layer heterostructures IEEE journal of Quantum Electronics, Vol. QE-22, N 9, pp ,

166 Bibliographie [Preisler06] E. Preisler, W. Cai, J. Zheng, M. Racanelli Simulations of non-uniform, non-linear collector doping profiles for SiGe HBTs SiGe Technology and Device Meeting, Third International ISTDM Conference, pp. 1-2, 2006 [Ramachandran02] V. Ramachandran, A.J. Joseph, J.B. Johnson, M.D. Gallagher, P.O. Brandt, L. Tilly A Fully-Manufacturable 0.5µm SiGe Bicmos Technology for Wireless Power Amplifier Applications 32 nd European Microwave Conference, pp , 2002 [Raya06] C. Raya, F. Pourchon, D. Celi, M. Laurens, T. Zimmer New Test Structures for Extraction of Base Sheet Resistance in BiCMOS technology Microelectronic Test Structures, IEEE International Conference, pp.35-40, 2006 [Rieh01] J.S. Rieh, D. Greenberg, B. Jagannathan, G. Freeman, S. Subbanna Measurement and Modeling of Thermal Resistance of High Speed SiGe Heterojunction Bipolar Transistors Silicon Monolithic Integrated Circuits in RF Systems, pp , 2001 [Rieh03] J.S. Rieh, B. Jagannathan, D. Greenberg, G. Freeman, S. Subbanna A doping concentration-dependent upper limit of the breakdown voltagecutoff frequency product in Si bipolar transistors ELSEVIER, Solid-State Electronics, N 48 pp , 2004 [Roulston 90] D.J. Roulston Bipolar Semiconductor Devices McGraw-Hill, 1990 [Salmon00] S. L. Salmon, J. D. Cressler, R. C. Jaeger, D. L. Harame The influence of Ge Grading on the Bias and Temperature Characteristics of SiGe HBT s for Precision Analog Circuits IEEE Transactions on Electron Devices, Vol. 47, N 2,

167 Bibliographie [Schröter96] M. Schröter, D.J. Walkey Physical Modeling of Lateral Scaling in Bipolar Transistors IEEE Journal of Solide State Circuits, Vol 31, N 10, pp , 1996 [Schwierz06] F. Schwierz, C. Schippel Performance trends of Si-based RF transistors ELSEVIER, Microelectronics Reliability, N 47, pp , 2007 [Spirito06] M.Spirito, F.M. De Paola, V. d Alessandro, K. Buisman, N. Rinaldi Trade-offs in RF Performance and Electrothermal Ruggedness of Multifinger SiGe Power Cells Proceedings of the 18 th International Symposium on Power Semiconductor Devices & IC s, 2006 [Sze81] S.M. Sze Physics of semiconductor devices John Wiley & Sons, 1990 [Xue07] C. Xue, W. Shi, F. Yao, B. Cheng, H. Wang, J. Yu, Q. Wang A Multi-Finger Si1-xGex/Si Heterojunction Bipolar Transistor for Wireless Power Amplifier Applications Chinese Journal of Semiconductors, Vol. 28, N 4, 2007 [Zhang06] W. Zhang, D. Jin, J. Yang, L. He, Y. Sha, Y. Wang, W. Zhang Improvement of Thermal Stability of Multi-finger Power SiGe HBTs Using Emitter-ballasting-resistor-free Designs 8 th International Conference on Solid-State and Integrated Circuit Technology, pp ,

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169 Bibliographie Publications P.M. Mans, C. Maneux, T. Zimmer, S. Jouan «Optimisation du transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe:C pour les applications d amplification de puissance» Journées Nationales du Réseau Doctorant en Microélectronique, 10 ème édition, Lille, Mai 2007 P.M. Mans, S. Jouan, A. Pakfar, S. Fregonese, F. Brossard, A. Perrotin, C. Maneux, T. Zimmer Investigation of Ge content in the BC transition region with respect to transit frequency AKB: Arbeitskreis Bipolar (Working Group Bipolar), Infineon Technologies, Munich, Oct , 2007 P.M. Mans, S. Jouan, A. Pakfar, S. Fregonese, F. Brossard, A. Perrotin, C. Maneux, T. Zimmer Germanium Base Profile Optimization to Improve f T Characteristics at High Injection in RF Power SiGe:C HBTs 7 th IEEE Topical Symposium on Power Amplifiers for Wireless Communications, Orlando Florida, January, 2008 P.M. Mans, S. Jouan, F. Brossard, M. Comte, D. Pache, C. Maneux, T. Zimmer Ge Base Profile Engineering in SiGe:C HBTs for Power Amplifier Applications : Influence on Current Gain and Input Impedance over a Wide Range of Temperature 4 th International SiGe Technology and Device Meeting, Hsinchu Taiwan, May 11-14, 2008 S. Jouan, A. Talbot, S.Haendler, P.M. Mans, A. Perrotin, A.Monroy Bandgap Engineering in SiGe:C HBTs for Power Amplifier Applications ECS Meeting, SiGe: Materials, Processing, and Devices, Cancun Mexico, October 29 - November 3,

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172 Optimisation de transistors bipolaires à hétérojonctions Si/SiGe:C en technologie BiCMOS 0.25 µm pour les applications d amplification de puissance Le travail réalisé au cours de cette thèse porte sur l optimisation du transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe:C pour les applications d amplification de puissance pour les communications sans fils. Nous présentons tout d abord la structure d étude. Il s agit du transistor bipolaire à hétérojonction Si/SiGe:C intégré en technologie BiCMOS 0.25µm sur plaques 200mm. La cellule dédiée à l amplification de puissance est présentée. Une attention particulière est apportée aux phénomènes thermiques inhérents à ce type de cellules ainsi qu aux solutions mises en œuvre pour les atténuer. Les diverses optimisations réalisées sur l architecture du TBH sont détaillées. Ces optimisations touchent à la fois à la modification du procédé technologique et au dessin du transistor. Notre étude porte sur l amélioration des performances petit et grand signal via l optimisation des paramètres technologiques définissant la structure épitaxiale intrinsèque de base et de collecteur ainsi que des règles de dessin du transistor. Enfin, deux types d architectures de TBH développées sont présentées. L une de type simple polysilicium quasi auto-alignée qui s intègre dans une technologie dédiée à l amplification de puissance, l autre présentant une structure double polysilicium également auto-alignée. Mots clefs : Transistor bipolaire, hétérojonctions Si/SiGe:C, technologie BiCMOS, amplification de puissance. Optimization of heterojonctions Si/SiGe:C bipolar transistor in BiCMOS 0.25 µm technology for power amplifier applications The present work deals with Si/SiGe:C heterojonction bipolar transistor optimization for power amplifier applications dedicated to wireless communications. We first present the investigated structure, a Si/SiGe:C heterojonction bipolar transistor integrated in a 0.25µm BiCMOS technology on 200 mm wafers. We discuss the cell dedicated to power amplification. We have paid attention to thermal phenomenon linked to this kind of cell and to possible dedicated solutions. Various optimizations realized on HBT architecture are detailed. These optimizations concern technological process modifications and transistor design. The main objective of this work is to improve both large and small signal characteristics. This is obtained by transistor design rule variations, collector and base intrinsic parameters optimization. Finally, two kind of developed HBT architectures are presented. One, simple polysilicium quasi self aligned, integrated in a technology dedicated to power amplification, the other one fully self aligned with double polysilicium structure. Key words: Bipolar transistor, Si/SiGe:C heterojonctions, BiCMOS technology, power amplification